国民技术面试20200910

202009年国民技术电话面试

1.两级运输中零极点的位置？主极点在哪里，次极点在哪里？加入密勒补偿后如何变化？如果电流增加，会发生什么变化？

第一个极点在第二个输入和输出之间，第二个极点在第二个输出。加入密勒电容后，主极点电容增加(1 A)Cc，因此，主极点靠近原点，次极点等效电容式(1 1/A)Cc,然而，在高频时，密勒电容被视为短路。此时，输出阻抗从RL减小为1/gm，因此，次极点将原点。当电流增大时，此时gm此时输出阻抗会变小，次极点会远离原点位置，系统会变得更加稳定。

2.大信号输入和小信号输入的输出波形是什么？

大信号输入，如果超过压力摆动率的限制，则输出波形为斜线，如果不超过压力摆动率的限制，则表示指数形式。小信号输出是指数形式

3.噪音应该如何降低？会有什么影响？

首先，共源共格栅上的噪声可以忽略，因为共源噪声可以忽略，而共格栅不产生噪声。除增益外，二级噪声为等效输入噪声，一级主要提供增益。因此，二级噪声可以忽略。主要噪声源是输入管的噪声。通过增加输入管的尺寸，增加面积可以降低噪声，但会增加寄生电容器，通过增加面积可以降低失衡电压。减少工艺失配.

(E-MOSFET指增强型，一般采用增强型设备。耗尽设备阈值电压为负，电压等于0，一般不使用。以下设备仅用于增强型）

4.温度升高迁移率，阈值电压如何变化？

迁移率和阈值电压降低，温度升高，载流子散射运动增强，载流子碰撞概率增加。因此，根据公式\(μ=v/E\)，速度下降，迁移率下降。

阈值电压，阈值电压是使半导体表面产生反形层(导电沟)所需的栅极电压。当温度T升高时，半导体Fermi能导体将倾向于禁带中央变化Fermi势ψB减少更容易实现ψs≥2ψB因此，阈值电压降低。

此外，N半导体费米能级靠近导带，增加掺杂浓度可能导致费米能级进入导带，P半导体费米能级靠近价带，增加混合浓度可能导致费米能级进入价带。因此，增加混合浓度、费米能级与禁区中心之间的电势φB增大，所以φs>2φB，反型层的电势增加，即所需的栅极电压增加，阈值电压增加。

5.为什么短沟？MOSFET饱和源-漏电流不完全饱和？

对于短沟道MOSFET，输出源-漏电流饱和的原因基本上有两个：一是沟夹断引起的电流饱和；二是速度饱和引起的电流饱和。

对于沟夹的饱和度，由于夹的长度会随着上电压的增加而增加，剩余沟的长度也会随着源泄漏电压而缩短，导致源泄漏电流随源泄漏电压相应增加，输出电流不完全饱和。然而，这种电流不饱和的程度与沟长有关：对于长沟MOSFET，与整个通道长度相比，可以忽略这种夹紧区域长度随源-漏电压的变化，因此通道夹紧后的源-漏电流近似饱和；但对于短通道MOSFET，与整个沟长相比，这种夹长随源-漏电压的变化不容忽视，因此，随着源漏电压的增加，沟夹断后的源漏电流会明显增加-不饱和。

对于速度饱和引起的电流饱和，一般来说，当电场强、载流子饱和时，源漏电压不会进一步增加。因此，饱和电流原则上与源漏电压无关。

对于短沟道MOSFET，电流不饱和的另一个重要原因是所谓的DIBL(漏极感应源端势垒降低)效应。由于源区与通道之间总是存在高低结引起的势垒，当源漏电压越高时，通过通道的源漏电流越大，输出电流不会饱和。(DIBL：漏端电压的升高有助于将电子吸引到格栅极氧化层下方，因此格栅极所需的电压降低，阈值电压降低。VDS由于阈值电压下降，漏电流会上升)

总之，导致短沟MOSFET电流不饱和的主要因素是沟长调节效应和DIBL效应

6、为什么MOSFET饱和源-漏电流与饱和电压的平方关系？

增强型MOSFET(E-MOSFET)饱和源-漏电流表示式为 饱和电压(VGS-VT)是沟夹断时的源泄漏电压。MOSFET的转移特性(IDsat～VGS)曲线上，E-MOSFET饱和源-漏电流IDsat与饱和电压(VGS-VT)关系是抛物线。造成这种平方关系的原因有二:

①饱和源-漏电流越大，饱和电压越高；

②电流饱和对应于沟夹断，夹断区为耗尽层，宽度与电压之间存在平方根关系，导致上述平方结果。MOSFET电流-电压关系如此平方，因此常称为平方率装置。

为什么一般？MOSFET的饱和源-漏电流具有负的温度系数？

漏电流公式：KP,μ(主要是晶格振动散射)，Vth它们都是负温度系数，随着温度的升高而，唯一的热电压VT正温度系数随着温度的升高而升高。事实上，在低温下Vgs当电流上升时，阈值电压器起主导作用Vgs迁移率主导，电流下降，当两者下降程度相同时，电流不变。

根据上述阈值电压和载流子迁移率的不同影响MOSFET可以知道饱和电流的表示式：

①当饱和电压(VGS-Vth)较大(即VGS>>Vth)当阈值电压温度关系的影响可以忽略时，输出源-泄漏电流的温度特性将主要取决于负温度系数（温度升高、大）VGS,迁移率起主要作用，迁移率下降，IDS下降)；

②当饱和电压(VGS-Vth)较小(即VGS～Vth)当输出源-漏电流的温度特性主要取决于阈值电压的温度关系，从而具有正温度系数(温度升高，小VGS，阈值电压起主要作用，阈值电压下降，IDS也增大)。

一般的MOSFET，为了获得更大的跨导，饱和电压经常被压制(VGS-VT)因此，不考虑阈值电压的影响，饱和源-漏电流通常具有负温度系数。所以，一般MOSFET具有一定的自我保护功能，可直接并联多个联多个管芯，不会因电流分配不均匀而失效；这种并联管芯可以很容易地达到增加设备输出电流的目的（事实上，功率MOSFET采取这种措施实现大电流)。

8、为什么MOSFET饱和区跨导大于线性区跨导？

饱和区和线性区都有沟道，但根本区别在于沟道是否被夹住。电压对沟宽的影响是：栅极电压会均匀地改变沟长，源泄漏电压会不均匀地改变沟长（首先会导致泄漏极端夹）。

在线性区域，由于源泄漏电压较低，整个通道的长度从头到尾变化不大。此时，栅极电压控制通道的导电性相对较差，因此跨导率较小。同时，随着源泄漏电压的增加和通道长度的变化，通道长度减小，通过栅极电压控制通道导电的能力增强，跨导率增加。

在饱和区域，源泄漏电压较高，通道断裂，即泄漏极端的通道长度为0，因此网格电压控制通道导电的能力很强（小网格电压可以控制通道的导电和截止日期），因此跨导非常大。因此，饱和区域的跨导率大于线性区域的跨导率。

可以看出，沟越接近断裂，格栅极的控制能力越强，导线越大；沟完全断裂后，电流饱和，导线达到最大饱和导线。（饱和区域断裂，有效长度降低，线性区域无断裂，因此gm饱和区较大)

9、为什么MOSFET饱和跨导通常与饱和电压成正比？但为什么有时会与饱和电压成反比呢？

①在源-漏电压VDS一定时：由E-MOSFET的饱和电流IDsat可获得饱和跨导电压的微分gmsat与饱和电压(VGS-VT)成正比： 这种正比关系的得来，是由于饱和电压越高，就意味着沟道越不容易夹断，则导电沟道厚度必然较大，因此在同样栅极电压下的输出源-漏电流就越大，从而跨导也就越大。

②在饱和电流IDsat一定时间：饱和跨导gmsat但饱和电压(VGS-VT)成反比： 这是因为饱和电压越高，沟道越难断裂，栅极的控制能力越小，即跨导越小。

总之，饱和跨导与饱和电压成正比，而饱和跨导与饱和电压成正比。这种相反的比例关系也存在于其他场合，如功耗P与电阻R的关系：当电流确定时，功耗与电阻成正比(P=IV=I2R)；当电压一定时，功耗与电阻成反比(P=IV=V2/R)。

10、为什么MOSFET线性区源-漏电导等于饱和区的跨导(栅极跨导)

MOSFET线性区源-漏电导gdlin栅极跨导在饱和区域gmsat，它们都是表示电压对沟导电的性能参数，即对源-漏电流控制能力。

在线性区时，沟道未夹断，但源-漏电压将使沟道宽度不均匀；这时源-漏电压的变化，源-漏电导gdlin也就是说，它表示了通过沟宽度的不均匀变化，在没有断裂的情况下，源-漏电压对源-漏电流的控制能力。

饱和区的栅极跨导-饱和跨导gmsat它表示了网格源电压对源泄漏电流的控制能力。此时，剩余沟的宽度不均匀，这种控制也相当于通过沟宽度的不均匀变化而起作用。因此，此时的网格极跨导相当于线性区域源泄漏导：

11、为什么在MOSFET在格栅-泄漏转移特性方面，随着格栅-源电压的增加，饱和区电流首先出现，然后线性区电流（我不明白）

E-MOSFET格栅泄漏转移特性如图1所示。格栅-源电压VGS小于阈值电压Vth设备截止日期(无通道)，源-漏电流电流很小(称为亚阈电流)。

在VGS>Vth有沟，但如果源-漏电压VDS=0，不会产生电流；只有在VGS>Vth和VDS>0时，电流将产生，此时必须有VDS >(VGS-Vth)，因此MOSFET在沟夹的饱和状态下，源-漏电流随着栅-源电压平方上升。由于饱和跨导和饱和电压，饱和跨导随栅-源电压线性增加。(VGS-Vth)成正比的原因。

当栅-源电压进一步增大时，使VDS

12、为什么MOSFET电流放大系数的截止频率fT与跨导gm成正比？

MOSFET的fT也就是说，输出电流随着频率的增加而下降到等于输入电流的频率。设备的跨导gm越大，输出的电流就越大，则输出电流随频率的下降也就越慢，从而截止频率就越大，即fT与gm有正比关系fT与gm成正比关系fT与饱和电压(VGS-Vth)也有正比关系，因此高频需要更大的饱和电压。

3、为什么提高MOSFET的频率与提高增益之间存在着矛盾？

MOSFET的高频率要求它具有较大的跨导，而在源-漏电压一定的情况下，较大的跨导又要求它具有较大的饱和电压(VGS-Vth)，所以高频率也就要求有较大的饱和电压。因为MOSFET的电压增益是在源-漏电流一定的情况下、输出电压VDS对栅-源电压VGS的微分，则饱和状态的电压增益Kvsat将要求器件具有较小的饱和电压(VGS-VT)： 这是由于在IDsat一定时，饱和电压越低，饱和跨导就越大，故Kvsat也就越大。

可见，提高频率与增大电压增益，在对于器件饱和电压的要求上存在着矛盾。因此，在工作电流IDsat一定时，为了提高电压增益，就应该减小(VGS-VT)和增大沟道长度L。这种考虑对于高增益MOSFET具有重要的意义；但是这种减小(VGS-VT)的考虑却对于提高截止频率不利。

14、为什么E-MOSFET的栅-源短接而构成的MOS二极管存在着“阈值损失”？

这种集成MOS二极管的连接方式及其伏安特性。因为栅极与漏极短接，则VGS=VDS。因此，当电压较小(VGS=VDS(VGS－VT)关系，于是出现了沟道、但总是被夹断的，所以器件处于饱和状态，输出源-漏电流最大、并且饱和，为恒流源。

由于VGS=VDS，所以这种二极管的输出伏安特性将与转移特性完全一致。因为MOSFET的饱和输出电流IDsat与饱和电压(VGS－VT)之间有平方关系，所以该二极管在VGS=VDS≥VT时的输出伏安特性为抛物线关系，并且这也就是其转移特性的关系。

所谓阈值损失，例如在门电路中，是输出高电平要比电源电压低一个阈值电压大小的一种现象。由E型,栅-漏短接的MOS二极管的伏安特性可以见到，当其输出源-漏电流IDS降低到0时，其源-漏电压VDS也相应地降低到VT。这就意味着，这种二极管的输出电压最低只能下降到VT，而不能降低到0。这种“有电压、而没有电流”的性质，对于用作为有源负载的这种集成MOS二极管而言，就必将会造成阈值损失。

15、为什么在MOSFET中存在有BJT的作用？这种作用有何危害？

①对于常规的MOSFET：如图3(a)所示，源区、漏区和p衬底即构成了一个npn寄生晶体管。当沟道中的电场较强时，在夹断区附近的电子即将获得很大的能量而成为热电子，然后这些热电子通过与价电子的碰撞、电离，就会形成一股流向衬底的空穴电流Ib；该过衬底电流就是寄生晶体管的基极电流，在热电子效应较严重、衬底电流较大时，即可使寄生晶体管导通，从而破坏了MOSFET的性能。这种热电子效应的不良影响往往是较短沟道MOSFET的一种重要失效机理。

②对于CMOS器件：在CMOS器件的芯片中，存在着npnp的四层结构——晶闸管。当其中的BJT因为热电子效应而导通时，即可发生所谓“闩锁效应”、而导致器件失效。

③对于VDMOSFET：观察图3(b)中的结构，即可见到，当器件正向导通时，其中存在一个工作于放大状态的寄生n-p-n晶体管(n+源区是发射区，n-外延层是集电区，p沟道是基区)。该寄生晶体管的可能导电通道是与MOSFET的ID相并联的，故在VDMOSFET工作时，必须要注意防止寄生晶体管导通；否则，寄生晶体管的导通就可能引起二次击穿，使得功率MOSFET完全失去功能。

为了避免VDMOSFET在正向工作时、其中寄生n-p-n晶体管的导通，可以设法使寄生晶体管的电流放大系数变得很小、甚至减至为0——采用“阴极短路技术”，即把寄生晶体管的发射极与基极短接起来，工艺上就通过把发射区(源极区)的金属电极延伸到沟道体区的表面上来实现。因为这种阴极短路结构截断了发射极注入载流子的功能，所以能够防止寄生晶体管的导通。

对于VDMOSFET，在采用了阴极短路结构之后，实际上又恰恰在器件内部形成了一个p-n-n+二极管，这个二极管与VDMOSFET是反向并联的，这也就顺便地在VDMOSFET中设置了一个阻尼二极管(续流二极管)，该二极管对于泄放反向电动势、防止主体晶体管的击穿具有重要作用。

16、为什么在VDMOSFET中存在有JFET的作用？有何不良影响？

源-漏电流是从芯片表面向下流动的，并在电流通路的两侧是pn结，因此这种电流输运的过程，从工作原理上来看，就相当于是一个寄生JFET。从而可以把VDMOSFET等效为一个MOSFET与一个寄生JFET的串联组合，其中很大部分n-漂移区就相当于是寄生JFET的沟道。

由于JFET的输出交流电阻非常大，同时也因为较高的源-漏电压而具有很大的输出直流电阻，所以就使得VDMOSFET的导通电阻大大增加，因此n-漂移区的厚度和掺杂浓度对整个器件性能的影响都较大。

为了消除VDMOSFET中寄生JFET的影响，以降低导通电阻，就必须在结构上加以改变，由此发展出了V形槽栅、U形槽栅和沟槽(Trench)栅等结构的MOSFET。

17、IGBT和MCT都是MOS栅极控制的功率场效应晶体管，为什么说它们是两种完全不同的器件？

IGBT(绝缘栅双极型场效应晶体管)和MCT(MOS控制晶闸管)的共同点主要有：

①都是MOS栅极控制的器件，则具有功率场效应晶体管的优点；

②在结构上，其中都存在着四层、三结的晶闸管结构，因此在一定条件下会出现阳极电流闩锁效应；

③它们都可以采用多个元胞并联的结构，因此可以获得很大的工作电流；

③它们都是有两种载流子参与工作的器件，因此都是双极型的场效应晶体管，导通电阻低，但开关速度也相对地要比MOSFET的低。

IGBT和MCT的最大不同点就在于它们的工作状态和性质不相同，因此说它们是两种完全不同的器件：

①IGBT的工作电流主要是通过MOS沟道的电流，而其中的晶闸管电流是需要极力避免的(IGBT的最大工作电流——擎住电流就是其中晶闸管不导通时的电流)，因此从本质上来看，IGBT基本上是一种MOSFET，因此IGBT具有MOS器件的许多优点，例如较强的栅极的控制能力和较低的驱动功率(因为有很大的输入电阻和较小的输入电容之故)。

而MCT与IGBT的恰恰相反，它的工作电流主要是晶闸管电流，至于MOS沟道的电流，则主要是起着触发晶闸管导通或者关断的作用，不是MCT的主要工作电流，因此从本质上来看，MCT基本上是一种晶闸管——双极型器件，从而MCT具有导通电阻很低、耐压很高、功率容量很大的优点。

②IGBT虽然在本质上是一种MOS器件，但又不同于一般的MOSFET，因为IGBT在导通工作时，有少数载流子注入到高阻的耐压层(漂移区)，可以产生电导调制，则它的导通电阻较小，增大了器件的电流容量(电流密度要比VDMOSFET的高2～3倍)；同时由于高阻耐压层的引入而提高了工作电压。因此IGBT的功率容量很大。只是IGBT的开关速度，由于少数载流子的引入而相应地有所降低。

③虽然MCT本质上是一种晶闸管，而且MOS栅极可以关断阳极电流，但MCT又不同于一般的可关断晶闸管(GTO)。因为MCT实际上是一种把单极型的MOSFET与双极型的晶闸管组合而成的复合型器件，也是一种所谓Bi-MOS器件，所以它具有MOS器件和双极型器件二者的长处：较强的栅极控制能力，较低的驱动功率，较高的开关速度，较大功率容量。

16、电流镜中如何减小阈值电压失配，以及跨导参数失配(Kp=μCox)?

提高过驱动电压，可以减小阈值电压失配，提高跨导参数可以减小跨导参数失配(CMOS尺寸减小，tox减小，Cox增大)

阈值电压失配：

定量分析：

定性分析：电流镜电流一定的情况下，阈值电压失配出现在过驱动电压里，为了减小阈值电压在过驱动电压中的影响，可以减小阈值电压在过驱动电压中的占比，增大Vgs即增大过驱动电压，而减小W/L。

跨导参数失配Kp(μCox)

定量分析：

定性分析：CMOS尺寸减小，栅氧化层厚度减小tox，因此Cox增大即Kp增大

17、对于折叠式共源共栅放大器，Vos主要是哪几个产生的？

对于共源共栅放大器，忽略共源放大器的沟道长度调制效应，从噪声电流考虑，共栅放大器，Id+In=0，没有噪声电流经过输出。从噪声电压考虑，Vn在共栅的栅极到输出端的Vout等于等效于带源极负反馈的共源放大器：Av=gmRd/1+gmRs，，Rs较大，因此共栅的噪声电压可以忽略不计；对于共源放大器，从噪声电压考虑，输入到输出，相当于带负载的共源放大器：Av=gmRd，因此共源放大器的噪声不能忽略。

18、画出在Nwell中的PNP