有源rc电压放大器实验报告_放大器电路设计有哪些注意事项？

与分立半导体与组件相比，使用操作放大器和仪表放大器可以给设计师带来显著的优势。电路应用的着述颇丰，但由于设计电路时往往匆忙行事，因而忽视了一些基本问题，结果使电路功能与预期不符。本应用笔记论述了最为常见的设计问题并提出了实用的解决方案。

缺乏直流偏置电流回路

在交流耦合操作放大器或仪表放大器电路的应用中，最常见的应用问题之一是没有为偏置电流提供直流电路。图1中，一个电容串联在一个操作放大器的同相中( )输入端。这种交流耦合是隔离输入电压(VIN)一种简单的直流电压方法。这种方法在高增益应用中尤为有用。当增益较高时，即使是放大器输入端的小直流电压也会影响输出的动态范围，甚至导致输出饱和。然而，在不为正输入端电流提供直流路径的情况下，容性耦合进入高阻抗输入端。

输入偏置电流通过耦合电容器充电，直到超过放大器输入电路的额定共模电压或超过输出限值。根据输入偏置电流的极性，电容器充电或电源电压方向，或负电源电压方向。这种偏置电压会被放大器的闭环直流增益放大。

这个过程可能很长。例如，对于具有场效应的晶体管(FET)如果输入端的放大器偏置电流为1 pA，通过一个0.1- μF如果电容耦合，IC充电率I/C为

合600 V/分。如果增益为100，则输出漂移为0.06 V/分。可见，如果采用交流耦合示波器做短时间的测试可能无法检测出这一问题，电路要在数小时后才会发生故障。总之，避免这一问题是非常重要的。

图2显示了这个常见问题的简单解决方案。在这种情况下，电阻连接到操作放大器的输入端和地面之间，从而为输入偏置电流提供了一个电路。为了最小化输入偏置电流引起的失衡电压，在使用双极运输时，通常会考虑两个输入端的匹配R1设为R2和R3的并联值。

但要注意的是，该电阻始终会给电路带来一定噪声，因而需在电路输入阻抗、所需输入耦合电容大小与电阻引进的约翰逊噪声之间进行权衡。典型电阻值一般在100,000Ω 欧至1 M Ω之间。

类似的问题也会影响仪表放大器电路。图3显示了通过两个电容器交流耦合的仪表放大器电路，也没有为输入偏置电流提供电路。这个问题在双电源(图3)中很常见a)单电源供电(图3)b)仪表放大器电路中。

如图4所示，如果变压器二次电路中没有直流到地电路，这个问题也会发生在使用变压器耦合的电路中。

图5和图6给出了这种电路的简单解决方案。在输入端和地面之间添加高值电阻(RA, RB)。对双电源仪表放大器电路来说，这是一个简单而实用的解决方案。电阻为输入偏置电流提供了放电路径。在双电源示例中，两个输入端以地为参考。在单电源示例中，输入端可供参考(VCM接地)也可以参考偏置电压，通常是最大输入电压范围的一半。

变压器耦合输入端(图5)也可以使用相同的原理，除非变压器二次绕组有中心抽头，否则中心抽头可以接地或连接到VCM。在这些电路中，由于电阻和/或输入偏置电流不匹配，存在较小的失衡电压误差。为了最大限度地减少此类误差，仪表放大器两个输入端之间的连接电阻值约为两个电阻的十分之一（但与差分源电阻相比，该值仍然较大）（从而连接两个电阻）。

为仪表放大器操作放大器和ADC提供基准电压

图7显示了一个单端模数转换器，由仪表放大器驱动(ADC)。当零差分输入时，放大器的基准电压源提供偏置电压ADC基准电压源提供比例因子。通常在仪表放大器的输出端ADC在输入端之间使用一个简单的输入端RC低通抗混叠滤波器可降低带外噪声。设计师通常倾向于采取简单的方法，如使用电阻分压来放大仪器和ADC提供基准电压。这种方法在某些仪表放大器的应用中可能会导致误差。

正确提供仪表放大器基准电压

仪表放大器的基准输入端通常被认为是高阻抗，因为它是一个输入端口。因此，设计师可以将高阻抗源连接到仪表放大器的基准电压引脚，如电阻分压器。对于某些类型的仪表放大器，这可能会导致严重的错误（见图8）。

比如流行的仪表放大器设计结构采用三运算放大器，连接方式如图8所示。总信号增益为

其中：

如果由低阻抗源驱动，基准输入端的增益为单位增益。但在这种情况下，仪表放大器的基准引脚直接与简单的分压器相连。这破坏了减压电路的对称性和分压电路的分配比，降低了仪表放大器的共模抑制能力和增益精度。但在某些情况下，R4是可调的，因此其电阻值可以降低，等于分压电阻的并联值(本例为50 kΩ)。此时，电路的性能就像将相当于电源电压一半的低阻抗电压源连接到保持原始值R4上。此外，减法器的精度可以保持不变。如果仪表放大器单独使用芯片封装(IC)，这种方法不能用。另一个考虑因素是分压器电阻的温度系数也应该能够跟踪R4和减法电路中的其他电阻。最后，该方法排除了调整基准电压的可能性。另一方面，如果试图通过在分压器中使用小电阻值来降低附加电阻，则会增加电源的耗散电流，然后增加电路功耗。这不是一个很好的设计方法。

图9提供了一个更好的解决方案，在分压器和仪表放大器的基准输入端之间使用了一个低功耗的输放缓冲器。该方法消除了阻抗匹配和温度跟踪问题，并允许基准电压轻松调整。

保持使用电阻分压供电供电供应的基准PSR

一个经常被忽视的问题是电源电压VS噪声、跳跃或漂移会反馈到基准输入端，然后直接叠加到输出上，仅受分压比的影响而衰减。实际解决方案包括使用旁路和滤波器，甚至使用高精度基准IC，比如ADR对VS进行分压。

这一考虑在设计仪表放大器和操作放大器的电路时非常重要。电源抑制(PSR)该技术可以将放大器与电源的嗡嗡声、噪声和跳转电压隔离开来。这一点非常重要，因为许多实际电路包含、连接或存在于电源电压不理想的环境中。此外，电源线中的交流信号可能会流回电路并被放大，并可能在某些情况下刺激寄生振荡。

现代操作放大器和仪表放大器的设计具有优异的低频电源抑制性能。大多数工程师也认为这是不可避免的。许多现代操作放大器和仪表放大器PSR值达80 dB至100 dB电源变化的影响可以降低1万到10万倍。即使PSR值仅为40 dB，电源变化与放大器之间的隔离系数也可达100。但高频旁路电容(如图1至图7所示)总是可取的，往往是必要的选择。此外，当设计师使用简单的电阻分压器来分压电源和运输缓冲器为仪表放大器提供基准电压时，电源电压的任何变化几乎不会通过电路衰减，直接叠加到仪表放大器的输出电平上。因此，除非使用低通滤波器，否则，IC通常会失去更好的PSR性能。

在图10中，一个大电容被加至分压器，以滤除电源变化，从而使PSR保持不变。该滤波器的−3 dB极点由R1/R2并联组合及电容CF设定。该极点应设为低于所关心的最低频率10倍左右。

图10给出了一组−3 dB极点频率约为0.03 Hz的参数。跨接在R3两端的小电容(0.01 μ F)可使电阻噪声最小。

滤波器充电需要一定时间。根据图中所示值，基准输入端的上升时间为几个时间常数(其中，T = R3Cf = 5 s，大约10 至15秒左右。

图11所示电路作了进一步改进。这种情况下，运放缓冲器充当一个有源滤波器，可以用较小的电容实现等量的电源去耦。此外，有源滤波器可设计提供更高的Q值，从而获得更快的开启时间。

基于图11所示元件值，对电路进行了测试。其中，电源电压为12 V，6 V滤波后的基准电压被提供给仪表放大器。一个频率可调的1 V峰峰值正弦波被用来调制12 V电源，并将仪表放大器增益设为单位增益。在这些条件下，用示波器监测VREF和仪表放大器的输出，随着频率的降低，示波器上未出现交流信号，直到接近8 Hz。在连接低电平输入信号到仪表放大器时，测得该电路的电源范围为4 V至25 V以上。电路开启时间约为2秒。

对单电源运算放大器电路进行去耦

单电源运算放大器电路要求对输入共模电平进行偏置以处理正负摆动的交流信号。当采用电阻分压供电电源的方法来提供偏置时，必须进行足够的去耦处理，以维持PSR不变。

一种常见的，但是错误的做法是通过一个带有0.1 F旁路电容的100 kΩ /100 kΩ 分压电路来向运算放大器的同相端提供VS/2偏置。如果使用这些值，电源去耦往往显得不足，因为其极点频率仅为32 Hz。

当电路工作在不稳定的环境下，图12(同相放大)和图13(反相放大)给出了如何获得最佳效果的VS/2去耦偏置电路。两种情况下，偏置功能均由同相输入端提供，反馈使反相输入端获得相同的偏置，而单位直流增益则将输出偏置为同一电压。耦合电容C1与BW3一致，滚降低频增益。

如图12所示，在使用100 k Ω/100 k Ω电阻分压电路的时候， 一条经验法则是，使用值至少为10μ F的C2，实现0.3 Hz时有−3 dB的滚降特性。实际上，100 μ F(0.03 Hz极点频率)的值就足以应付所有电路了。