20、ADS使用记录之E类功放设计(上)

时间：2022-12-30 14:00:01 电容器kit50 功放102电容

20、ADSE类功放设计(上)使用记录

基于CGH40010F，主要是理想的模拟(上一篇)

理论部分参考论文基于GaN HEMT的高效率E类功率放大器的设计研究

1、设计指标

频率范围：2.3Ghz–2.5Ghz
输出功率：10w（40dbm）
回波损耗小于-15db
漏极效率大于70%

对初学者来说，理论分析非常重要，E类别的设计主要依靠公式的计算，详细了解其公式系统对实现高效的E类功放非常重要。
在这里插入图片描述
E 类功率放大器的开关性能受零电压开关两个基本边界条件的限制（Zero
Voltage Switching，ZVS），切换零电压导数（Zero Voltage Derivate Switching，
ZVDS）。也就是开关关闭合的那一刻，v=0 且 i=0；当开关断开时，v=0。这
限制了两个条件 E 类功放的电压电流波形使漏极电压电流在整个周期内
无重叠，效率达到 100%。

3、偏置电路和稳定性分析

导入CGH40010F第一次使用解压模型文件Design Kit，如果不是第一次使用，可以选择管理库文件。这不是我第一次使用它：
选择添加库定义文件：

找到模型解压的根目录defs单击文件打开导入库：

新原理图命名01_DC_SIMULATION(本原理图用于直流扫描):

选择菜单栏Insert，插入模板：

我自定义的模板插入在这里:

插入后如下所示(一般插入模板也需要根据数据手册设置相应的电压，此处已设置插入模板，如此处的扫频参数):

点击模拟观察结果：

管道的开启电压约为-3.4V，膝点电压约为6V。下一步建立稳定性分析的新原理图：

方框中的参数设置合理：

模拟发现原电路在工作频段不稳定：

可以通过添加稳定性反馈的方式来提升电路的稳定性，但是在此次设计中，由于设计的是E类放大器，输入之起到开关左右，因此此设计可以将栅极电压Vgs为了提供更高的稳定性，进一步降低。选择格栅压力-3.5V：

再次模拟，发现系统在工作频段稳定：

4.负载牵引与源牵引-输入匹配设计

由上述的理论分析可知，电路的输出回路基本确定且可以由公式计算得出，因此负载牵引和源牵引的主要目的是进行输入的匹配，构建负载牵引原理图：

模拟此原理图，得到以下结果：

构建源牵引原理图，填充上述负载牵引获得的阻抗：

最佳阻抗点如下：

输入匹配设计的新原理图：

对Smith设计圆图匹配工具，采用L匹配方进行匹配，设计的电路图如下：

模拟此设计的结果如下：

发现匹配性好。

5.谐波平衡测试在输出匹配设计和理想状态下

输出电路拓扑基本确定，有公式给出。此处使用以下内容matlab计算计算参数：

%工作频率（Hz） fre=2.4e9; %电源电压（V） vdc=28; %输出功率（W） pout=10; %电感质量因数 ql=30;  w=2*pi*fre; Cp=pout/(pi*w*vdc*vdc); disp(['并联电容Cp值为：',num2str(Cp*1e12),'pF']/span>); RL=8*vdc*vdc/(pout*(pi*pi+4)); disp(['负载阻抗RL值为：',num2str(RL),'Ohm']); L0=8*ql*vdc*vdc/(w*pout*(pi*pi+4)); disp(['谐振电感L0值为：',num2str(L0*1e9),'nH']); C0=pout*(pi*pi+4)/(8*w*ql*vdc*vdc); disp(['谐振电容C0值为：',num2str(C0*1e12),'pF']); L=pi*vdc*vdc*(pi*pi-4)/(2*w*pout*(pi*pi+4)); disp(['其他电感L值为：',num2str(L*1e9),'nH']);

运行程序，得到如下参数：

>> class_e_output_cal
并联电容Cp值为：0.26924pF
负载阻抗RL值为：45.2212Ohm
谐振电感L0值为：89.9647nH
谐振电容C0值为：0.048882pF
其他电感L值为：3.4561nH

新建原理图，根据上述电路设计输出拓扑（加上输入匹配模块，图中的参数已经进行了微调）：

对此电路进行仿真，仿真结果如下所示，发现效果非常差：

这是由于收到寄生参数和封装参数的影响，因此理论计算的结果并不符合，在此添加去封装、去寄生参数网络（此网络由相关论文给出，被广泛使用）：

添加去封装后再次进行仿真，得到如下结果：

可以看到效率较高且工作在E类模式，但是电压和电流的导通角并非都是180°。
理论的分析和设计到此结束，下一节使用微带线进行实际的设计。

6、结果分析

由结果可得，此次设计的E类功放具有将近百分之90的漏极效率，但波形并不理想且导通角好像和180°有所差异，使用论文：“Idealized Operation of the Class E Tuned Power Amplifier”, IEEE, 1977中的推导得知，E类功放并非总可以实现，受限于电压和电流最大值的原因，其在导通角为180度时并非总可以实现，在忽略寄生电容的情况下，我们可以使用论文中的公式得到如下的结果，可以看到并联电容的数值约为0.436pf，这也意味着一旦寄生电容数值大于0.436pf，这种输出拓扑则不可直接实现（但可以加入感性元件进行抵消）：

7、下一步的设计

此次的设计基于理想的电感电容和谐振元件，这在实际设计中不可行。在射频pa设计时，我们往往使用微带线进行输出拓扑的设计，因此我们需要使用微带电路去实现和集总参数电路类似的效果。
实现原理：
1、使用微带电路实现和集总参数电路类似的阻抗
2、电感和电容可用高低阻抗线模拟实现

由上述两个原理，使得E类射频功放的微带线实现成为可能！

下一步设计见：21、ADS使用记录之E类功放设计(中)

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