直流电压前馈控制数字逆变电源设计与实现

引言

逆变电源一般采用瞬时反馈控制技术，提高逆变电源的动态响应速度，降低输出电压的谐波含量，提高输出电压波形的质量。常用的逆变电源控制技术包括重复控制、谐波补偿控制、无差拍控制、电压瞬时值控制和带电流内环的电压瞬时值控制[1~4]。其中，电流内环电压瞬时值环路的双环控制方法逐渐成为高性能逆变电源的发展方向之一[4]，具有系统动态性能优越、对负载适应性强等优点。但传统的控制方法是基于逆变电源直流侧输入电压为无脉动直流电压的假设，而实际逆变电源由于电网电压波动或负载突变而导致直流侧电压波动[5]。直流输入电压波动会引起逆变器开环增益波动，进而影响输出电压质量。文献[6]提出了在传统双环控制的基础上，增加输出电压有效反馈环的三环控制策略，在一定程度上消除了直流输入电压波动引起的输出电压稳定误差，但有效值环对输出电压变化响应缓慢，控制过程复杂。

此外，在硬开关状态下，正弦脉宽调制逆变电源开关管会产生大量高谐波，增加变换器和负载的损耗，降低设备的使用寿命，甚至可能导致并联或串联谐振，损坏电气设备，干扰通信线路的正常运行[7]。软开关技术是克服上述缺陷的有效方法之一[8]。采用HPWM[9]可实现调制ZVS在不增加硬件和变换器拓扑的情况下，软开关技术可以利用现有部件和开关管的寄生参数创建逆变桥开关管ZVS软开关条件最大化ZVS。

本文提出了通过输入电压前馈控制环修正基准正弦信号的振幅值，提高逆变电源输出电压质量的三环控制方法。同时，借助DSP计算能力强，外设丰富，实现HPWM逆变电源的数字控制简化了硬件电路。模拟结果表明，本文提出的控制策略简单实用，能有效提高直流输入电压扰动下逆变电源的动态性能和稳态精度，降低输出电压的总谐波。

2 逆变电源系统建模

单相全桥逆变电源1所示Ud脉冲输出电压通过逆变桥获得Ui，再经LC滤波器获得正弦输出电压Uo。

当三角载波频率从逆变桥角载波频率fc逆变桥输出电压远高于输出正弦波基频f时Ui在一个载波周期Tc的平均值 ，类似于输出电压基波分量的瞬时值Ui1，即

式中：Ud直流输入电压；UCm三角载波幅值。令kPWM=Ud/UCm由于正弦调制信号通过逆变桥增益，Ud由变化引起的kPWM变量定义为干扰变量。如图2所示[7]，基于电压瞬时值外环和电容电流内环的双环控制系统。瞬时外环采用电压PIP调节调节电容电流内环。开关频率为20kHz，根据转折频率ωn1=ωc阻尼系数/10ξ=0.3.输出滤波器参数[3]为：L=670μH、C=47μF。控制器的为：Kv=0.0015，Ki=0.05，kvp=0.098，kvi=350，kip=20。

图2 逆变电源双环控制框图

考虑到逆变电源对输入电压扰动的瞬态响应性能Uref=0,io=Uo/R，输出电压可以得到Uo扰动直流电压Δu传输函数：

可以看出，系统调节直流输入电压阶跃响应的时间Ts为5ms。因此，当逆变电源输出电压频率为400时Hz当系统调整时间为两个正弦周期，但由于响应峰值较小，不会对输出电压波形产生明显影响。当逆变电源输出电压频率为50时Hz响应峰值集中在1/4正弦周期内，导致输出电压波形失真。

3 直流电压前馈控制原理

根据以上分析，双环反馈控制逆变器对直流输入电压变化的调节有一定的滞后性和稳态误差。为此，本文提出用输入电压前馈环实时检测直流输入电压kPWM补偿，抵消直流输入电压Ud波动对逆变电源的影响。因此，在传统的双环控制系统中，额定直流输入电压U*d除采样得到的直流输入电压外Ud，经双环校正的正弦信号ugm相乘后获得调制信号u′gm，将其送入PWM如图3所示，发生器。

图3 逆变电源直流电压前馈控制原理图

将调制信号ugm(t)=U′gmsinωt可以在代入(1)式中获得:

其中：m′=U′gm/UCm即补偿后的调制比。为了保证直流电压的利用率，系统需要保持高调制度，即m接近1，即Ugm接近于UCm。

4 HPWM调制原理

混合脉宽调制方法（HPWM）本质是单极性SPWM调制方法，每半个输出电压周期切换，即同一桥臂开关管，低频工作的前半部分，在高频工作的后半部分，克服传统的单极控制模式，总是桥臂开关管同时在高频状态下工作，提高开关管的使用寿命和系统可靠性。

逆变电源工作HPWM软开关模式下的输出电压在开关周期中有12种工作状态。基于输出电压正负半周工作状态的对称性，以输出电压正半周期为例，分析了单相全桥逆变电源开关周期中的6种工作模式，如图4所示。

图4 HPWM逆变电源工作模态图

从t0到t1.在模式A状态下始终逆变电源工作。S1和S4导通电路为正电压输出模式，滤波电感电流线性增加t1时刻S1关断为止。

从t1到t在模式B状态下，2时逆变电源工作。在t1时刻，S1关闭滤波电感电流S1中转移到C1和C3支路，给C同时给1充电C3放电。由于C1、C3的存在，S在零电压关闭状态下工作。由于该状态持续时间短，可以认为滤波电感电流近似不变，等效为恒流源C两端电压线性上升，C三端电压线性下降。到t2时刻，C3电压降至零，S3的体二极管D自然导通，电路模式B工作结束。

从t2到t逆变电源在模式C状态下工作。 D3导通后开通S3，所以S三是零电压开启。此时电流由D3向S3转移，S在同步整流状态下工作。电流由S3流过，使电路处于零态续流状态，电感电流线性减小，直到t三时减少到零。在此期间，要保证S3实现ZVS，则S1关断和S开放之间需要死区时间tdead1，并且满足以下要求：

从t3到t4.逆变电源在模式D状态下工作。在此模式下，滤波电感Lf两端电压为-U0.电感电流从零向负增加，电路处于零态储能状态，S3中的电流也从零正向增加到t4时刻S关闭，结束D模式。

从t4到t5时逆变电源在模式E状态下工作。该模式状态与模式A相似，S3关断，C3充电C1放电，同理S三是零电压关闭。t5时刻，C1电压降至零，二极管D1自然导通，进入下一个电路模式F，

从t5到t6时刻，在D导通后，打开S1，则S一是零电压开启。电流由D1向S1转移，S1在同步整流状态下工作，电路处于正电压输出状态反馈模式，负电感电流减小至零。之后，输入电压正输出到电感储能，回到初始模式A，开始下一个开关周期。同理，要保证S10电压打开，然后S3关断和S1开通之间需要死区时间tdead2.同时满足:tdead2>2CeffUd/I0.需要注意的是，一般都有I1>I0，因此得出tdead2>tdead1。

5 模拟实验结果分析

利用Matlab/Simulink模拟和验证了本文设计的逆变电源电路，并开发了实验样机来验证方案的可行性。参数如下：直流输入电压Ud为400V±额定输出电压为20%Uo幅值为310V，输出功率1kVA，三角调制波频率为10kHz，幅值为1V，调制比0.8，THD 。

图10为当输出50Hz交流时，Ud本文研究的传统双环控制逆变电源和逆变电源的输出电压波形。从图10可以看出，由于控制器调节缓慢，传统的双环控制导致输出电压波形失真，本文研究的逆变电源输出电压波形保持良好，显著提高了系统对直流输入电压扰动的瞬态响应性能。

(a)

(b)

图5 输出电压波形后的直流电压波动：(a) 传统的双环控制；(b) 前馈电压控制

开关管1和开关管4的驱动波形如图6所示。从图中可以看出，开关管正在工作HPWM在调制模式下。

阻性半载输出电压波形如图7所示，阻性满载输出电压波形如图8所示。从图7和图8可以看出，负

输出电压失真度小，输出电压振幅变化小，系统稳压输出良好。

图7 阻力半载输出电压波

图8 输出电压波

6 结论

在深入分析传统双环控制逆变电源对直流输入电压扰动响应性能的基础上，利用输入电压前馈控制环消除直流输入电压波动对逆变电源性能的影响。本文利用DSP芯片的强大功能实现了数字化HPWM逆变电源的设计采用HPWM控制方法采用不对称规则采样法，有效抑制系统谐波重量；同时，软开关控制分别实现了四个开关管，减少了开关损耗，提高了电路效率。模拟实验结果表明，添加输入电压前馈补偿环的逆变电源具有良好的静态和动态性能。