牺牲高频运输特性，换取闭环稳定性
方法：$\{\begin{array}{l}把p_1往里拽，也就是把GBW往里拽，靠近p_2\\ 把p_2往外推，推到GBW外面去\end{array}$
如果采用把$p_1$往里推的策略，$p=\frac{1}{RC}$
那就增大第一级的负载电容吧，电容并联为求和，并个电容$C_p$

$p_1=\frac{1}{r_{o1}{C}_1}$，$C_1$是寄生电容，零点几皮法
$p_1^{{}^{\prime }}=\frac{1}{r_{o1}(C_1+C_p)}\downarrow$
$C_p$比$C_1$大个10倍，$p_1$就往里推了10倍，GBW减小，靠近$p_2$
缺点：$p_2$本身不大，所以GBW太小了，性能不行，并且此方法代价太大，如果$C_p=100C_1$，面积消耗太大了

所以，我们采用把$p_2$往外推，推到$GBW$外面的策略
$这时，我们需要用到Miller补偿$
从输出端跨接电容$C_M$到第一级输出端（第二级输入端）

将Miller电容$C_M$等效到输入输出端

利用欧姆定律求解等效电容$C_M^{{}^{\prime }}$和$C_M^{{}^{\prime \prime }}$
流入$C_M$的电流等效到流入$C_M^{{}^{\prime }}$，$i_x=i_x^{{}^{\prime }}$(这里不可用基尔霍夫节点电流定律)
$i_x=(V_{o1}-V_o)s{C}_M=(1-\frac{V_o}{V_{o1}})V_{o1}s{C}_M=(1-A_{v2})V_{o1}s{C}_M=V_{o1}s{C}_M^{{}^{\prime }}=i_x^{{}^{\prime }}$
所以$C_M^{{}^{\prime }}=(1-A_{v2})C_M$，又$A_{v2}<0$，所以$$C_M^{{}^{\prime }}\approx \mid A_{v2}\mid C_M$$
$p_1=r_{o1}(C_1+C_M^{{}^{\prime }}$