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运输推荐书籍

电源抑制比单位1uV/V与dB的转换

为什么增益带宽积是常数？

如何使用增益带宽积？

高通 低通

理想运放和理想运放条件

运算放大器指标-toc" style="margin-left:0px;"> 操作放大器指标

运放十坑

7.运输十坑遗忘的反馈电阻 （？）

8.运放十坑失效AD620

九、运十坑ADC采样时间被运输拖累

10.运输十坑遗忘的功耗

使用过程中需要注意的六大规则

1.注意输入电压是否超限

2.运输和输出不得直接连接电容

3.放大电路反馈电路不要连接电容

4.注意输出摆幅

5.注意反馈回路Layout

6.注意电源滤波

使用运输指标时的注意事项

运输参数的影响

如何降低运输电路中的电源噪声？

单/双电源运输应用

单电源-输入端偏置

以/不以地为参考单双电源的运放

双电源运输的具体接法分为几种情况

操作放大器中的虚短和虚假含义

电压跟踪器的稳定性

微弱信号放大技巧

尺寸最小的比较器 运放

区分运输和电压比较器

         运放闭环开环 

         运放输出阻抗

         振荡运放

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注：此文为转载内容的归纳整理，尊重原创作者！

这本书太好看了！！必看！！！！拨开云雾见青天！！而且还会爱上运放的所有相关计算！！

 这篇更围绕ADC附属电路,与本文侧重点的内容不同：放大器应用.pdf运放参数选型电子版资源资料-嵌入式文档类资源-CSDN下载

电源抑制比单位1uV/V与dB的转换

 转换过程如下图：

GBP增益带宽积

出处：

http://t.csdn.cn/Rm8nW

 注：对于电压反馈运放，增益带宽积为常数。对于电流反馈运放，增益带宽积并无多大意义，因为在电流反馈运放中增益和带宽之间不存在线性关系。

实际一般需要根据开环增益曲线A（由供应商的数据手册提供）和1/F增益曲线（即噪声增益曲线，取决于反馈环路的设计）的交点判断，该交点决定了所能放大信号带宽,即闭环带宽fx。

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http://t.csdn.cn/LyGvOhttp://t.csdn.cn/LyGvO

并不是所有的运算放大器的GBW都能从开环增益曲线上这样直接计算。比如OPA820。。从手册中可以看出，增益带宽积是定值有限制条件，G>20，就是放大倍数要大于20倍GBW才是定值。

测试运放的单位增益带宽是将运放的闭环增益设定为1，将一个频率可变恒幅正弦小信号输入到运放的输入端，随着输入信号频率不断变大，输出信号增益将不断减小。当从运放的输出端测得闭环电压增益下降3db（或是相当于运放输入信号的0.707）时，所对应的信号频率乘以闭环放大倍数1所得的带宽，即为单位增益带宽。

为什么增益带宽积是常数呢？

（上面链接里有大佬证明这个结论的过程。）

        单纯从开环曲线的角度理解就是，频率每增加10倍，增益降低10倍，因此总的增益和频率的乘积不变。一个变大10倍，一个降低10倍。有这样的结论的理论基础是运算放大器开环增益曲线在主极点后，增益以-20dB/dec下降。

增益带宽积怎么用？
如果电路设计是开环的，直接从开环增益曲线上找到增益对应的频率就可以解决问题，但是实际电路中运放都是处于闭环状态，那增益带宽积怎么和我们的设计联系起来呢？

假设我们要使用LM358设计一个放大倍数为10倍，增益为20dB的同相放大器。
详细见：http://t.csdn.cn/MqgGT

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高通 低通

cr:    

理想运放和理想运放条件

在分析和综合运放应用电路时，大多数情况下，可以将集成运放看成一个理想运算放大器。

理想运放各项技术指标具体如下：

1．开环差模电压放大倍数 Aod = ∞；

2．输入电阻 Rid = ∞；输出电阻 Rod =0

3．输入偏置电流 IB1=IB2=0 ；

4．失调电压 UIO、失调电流 IIO 、失调电压温漂、失调电流温漂均为零；

5．共模抑制比 CMRR = ∞；；

6．-3dB 带宽 fH = ∞ ；

7．无内部干扰和噪声。

实际运放的参数达到如下水平即可以按理想运放对待：

电压放大倍数达到 104～105 倍；输入电阻达到 105Ω；输出电阻小于几百欧姆；

外电路中的电流远大于偏置电流；失调电压、失调电流及其温漂很小，造电路的漂移在允许范围之内，电路的稳定性符合要求即可；输入最小信号时，有一定信噪比，共模抑制比大于等于 60dB；带宽符合电路带宽要求即可。

常用运放选型表完整来自：运放参数及选型表_Ammon_Zhang的博客-CSDN博客

运算放大器指标

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1.输入失调电压（VIO）：输入失调电压，简称VIO，其定义是为使运算放大器输出端为0V(或接近0V)所需加于两输入端间之补偿电压。理想之运算放大器其VIO为0V，一般为毫伏级，此参数越小越好。反应了运放制造中电路的对称情况。

2.输入偏置电流（IIB）：偏置电流 （bias current） 就是第一级放大器输入晶体管的基极直流电流的平均值。此参数越小越好。

3.输入失调电流（IIO）：输入失调电流（input offset current）两输入端输入偏置电流之差的绝对值。该值也是越小越好。

4.差模输入电阻（RIN）：输入电阻（input resistance ）两输入端间差动输入电阻。该值是越大越好。

5.差模电压增益（AVD）：也称为差动电压增益，是指输出电压的变化量与输入电压变化量的比值,即电压放大倍数。理想放大器的AV无限大，实际运放一般大于80dB。

6.共模电压增益（AVC）：两输入端输入差模电压，输出电压的变化量与输入电压变化量之比。

7.最大输出电压（VOM）：对于实际运算放大器，若振幅变大，则输出信号接近正、负电源电压进入饱和状态，出现失真。在出现失真之前的最大电压称为最大输出电压。

8.共模输入电压范围（VICM）：这表示运算放大器两输入端与地之间能加的共模电压的范围。

9.共模抑制比（KCMR）：差模电压增益AVD与共模电压增益AVC之比称为共模抑制比。可以表示为KCMR=20lg（AVD/AVC）dB。此值越大越好，但是会随着信号的频率升高而下降，一般都大于80dB。

10.电源电压抑制比（KSVR）：运放的失调电压随电源的变化率称为电源电压抑制比。即输出信号受电源电压的影响程度。若电源变化△VS时失调电压变化量为△VIo，则KSVR定义为：KSVR=20lg（△VS/△VIo）dB。此值越大越好，较小时输出中出现电源噪声。

11.消耗电流（ICC）：这是运算放大器电源端流通用的电流，随外加电路与电源电压的不同而变化。消耗电流越小越好，较大时放大器发热增加引起输出直流漂移增大。

12.转换速率（SR）：若输入信号变化块，则输出跟不上输入的变化速度。SR是表示这种跟踪性能的参数。该值越大越好，但是该值高的运算放大器其他性能较差。

13.增益带宽乘积（GB）：表示电压增益—频率特性的参数，单位为MHZ。（单位增益带宽）。

11.消耗电流（ICC）：这是运算放大器电源端流通用的电流，随外加电路与电源电压的不同而变化。消耗电流越小越好，较大时放大器发热增加引起输出直流漂移增大。

12.转换速率（SR）：若输入信号变化块，则输出跟不上输入的变化速度。SR是表示这种跟踪性能的参数。该值越大越好，但是该值高的运算放大器其他性能较差。

13.增益带宽乘积（GB）：表示电压增益—频率特性的参数，单位为MHZ。（单位增益带宽）。
http://t.csdn.cn/X6G7lhttp://t.csdn.cn/X6G7l————————————————

输入失调电压 UIO

一个理想的集成运放，当输入电压为零时，输出电压也应为零（不加调零装置）。但实际上集成运放的差分输入级很难做到完全对称，通常在输入电压为零时，存在一定的输出电压。输入失调电压是指为了使输出电压为零而在输入端加的补偿电压。实际上是指输入电压为零时，将输出电压除以电压放大倍数，折算到输入端的数值称为输入失调电压,即 UIO 的大小反应了运放的对称程度和电位配合情况。UIO 越小越好，其量级在 2mV~20mV 之间，超低失调和低漂移运放的 UIO 一般在 1μV~20μV 之间 输入失调电流 IIO

 

当输出电压为零时，差分输入级的差分对管基极的静态电流之差称为输入失调电流 IIO

 由于信号源内阻的存在，IIO 的变化会引起输入电压的变化，使运放输出电压不为零。IIO 愈小，输入级差分对管的对称程度越好，一般约为 1nA~0.1μA。 输入偏置电流 IIB

集成运放输出电压为零时，运放两个输入端静态偏置电流的平均值定义为输入偏置电流，

 

从使用角度来看，偏置电流小好，由于信号源内阻变化引起的输出电压变化也愈小，故输入偏置电流是重要的技术指标。一般 IIB 约为 1nA~0.1μA。

 

输入失调电压温漂△UIO/△T

输入失调电压温漂是指在规定工作温度范围内，输入失调电压随温度的变化量与温度变化量的比值。它是衡量电路温漂的重要指标，不能用外接调零装置的办法来补偿。输入失调电压温漂越小越好。一般的运放的输入失调电压温漂在±1mV/℃~±20mV/℃之间。

 

输入失调电流温漂 △IIO/△T

在规定工作温度范围内，输入失调电流随温度的变化量与温度变化量之比值称为输入失调电流温漂。输入失调电流温漂是放大电路电流漂移的量度，不能用外接调零装置来补偿。高质量的运放每度几个 pA。

最大差模输入电压 Uidmax

最大差模输入电压 Uidmax 是指运放两输入端能承受的最大差模输入电压。超过此电压,运放输入级对管将进入非线性区，而使运放的性能显著恶化，甚至造成损坏。根据工艺不同，Uidmax 约为±5V~±30V。

最大共模输入电压 Uicmax

最大共模输入电压 Uicmax 是指在保证运放正常工作条件下，运放所能承受的最大共模输入电压。共模电压超过此值时，输入差分对管的工作点进入非线性区，放大器失去共模抑制能力，共模抑制比显著下降。

最大共模输入电压 Uicmax 定义为，标称电源电压下将运放接成电压跟随器时，使输出电压产生 1％跟随误差的共模输入电压值；或定义为 下降 6dB 时所加的共模输入电压值。

开环差模电压放大倍数 Aud 是指集成运放工作在线性区、接入规定的负载，输出电压的变化量与运放输入端口处的输入电压的变化量之比。运放的 Aud 在 60～120dB 之间。不同功能的运放，Aud 相差悬殊。

差模输入电阻 Rid 是指输入差模信号时运放的输入电阻。Rid 越大，对信号源的影响越小，运放的输入电阻 Rid 一般都在几百千欧以上。

运放共模抑制比 KCMR 的定义与差分放大电路中的定义相同，是差模电压放大倍数与共模电压放大倍数之比，常用分贝数来表示。不同功能的运放，KCMR 也不相同，有的在 60～70dB 之间，有的高达 180dB。KCMR 越大，对共模干扰抑制能力越强。

开环带宽 BW

开环带宽又称－3dB 带宽，是指运算放大器的差模电压放大倍数 Aud 在高频段下降 3dB 所对应的频率 fH。

单位增益带宽 BWG 是指信号频率增加，使 Aud 下降到 1 时所对应的频率 fT，即 Aud 为 0dB 时的信号频率 fT。它是集成运放的重要参数。741 型运放的 fT＝7Hz，是比较低的。

 

开环带宽：

开环带宽定义为，将一个恒幅正弦小信号输入到运放的输入端，从运放的输出端测得开环电压增益从运放的直流增益下降 3db（或是相当于运放的直流增益的 0.707）所对应的信号频率。这用于很小信号处理。

单位增益带宽 GB：

单位增益带宽定义为，运放的闭环增益为 1 倍条件下，将一个恒幅正弦小信号输入到运放的输入端，从运放的输出端测得闭环电 压增益下降 3db（或是相当于运放输入信号的 0.707）所对应的信号频率。单位增益带宽是一个很重要的指标，对于正弦小信号放大时，单位增益带宽等于输 入信号频率与该频率下的最大增益的乘积，换句话说，就是当知道要处理的信号频率和信号需要的增以后，可以计算出单位增益带宽，用以选择合适的运放。这用于 小信号处理中运放选型。

转换速率（也称为压摆率）SR：

是指放大电路在电压放大倍数等于 1 的条件下，输入大信号（例如阶跃信号）时，放大电路输出电压对时间的最大变化速率。它反映了运放对于快速变化的输入信号的响应能力。

运放转换速率定义为，运放接成闭环条件下，将一个大信号（含阶跃信号）输入到运放的输入端，从运放的输出 端测得运放的输出上升速率。由于在转换期间，运放的输入级处于开关状态，所以运放的反馈回路不起作用，也就是转换速率与闭环增益无关。转换速率对于大信号 处理是一个很重要的指标，对于一般运放转换速率 SR<=10V/μs，高速运放的转换速率 SR>10V/μs。目前的高速运放最高转换速率 SR 达到 6000V/μs。这用于大信号处理中运放选型。 

转换速率 SR 是在大信号和高频信号工作时的一项重要指标，目前一般通用型运放压摆率在 1～10V/μs 左右。

全功率带宽 BW：

全功率带宽定义为，在额定的负载时，运放的闭环增益为 1 倍条件下，将一个恒幅正弦大信号输入到运放的输入端，使运放输出 幅度达到最大（允许一定失真）的信号频率。这个频率受到运放转换速率的限制。近似地，全功率带宽=转换速率 /2πVop（Vop 是运放的峰值输出幅度）。 全功率带宽是一个很重要的指标，用于大信号处理中运放选型。

建立时间：

建立时间定义为，在额定的负载时，运放的闭环增益为 1 倍条件下，将一个阶跃大信号输入到运放的输入端，使运放输出由 0 增加到某 一给定值的所需要的时间。由于是阶跃大信号输入，输出信号达到给定值后会出现一定抖动，这个抖动时间称为稳定时间。稳定时间+上升时间=建立时间。对于不 同的输出精度，稳定时间有较大差别，精度越高，稳定时间越长。建立时间是一个很重要的指标，用于大信号处理中运放选型。

等效输入噪声电压：

等效输入噪声电压定义为，屏蔽良好、无信号输入的的运放，在其输出端产生的任何交流无规则的干扰电压。这个噪声电压折算到运放输入端时，就称为运放输入噪声电压（有时也用噪声电流表示）。对于宽带噪声，普通运放的输入噪声电压有效值约 10~20μV。

差模输入阻抗（也称为输入阻抗）：

差模输入阻抗定义为，运放工作在线性区时，两输入端的电压变化量与对应的输入端电流变化量的比值。差模输 入阻抗包括输入电阻和输入电容，在低频时仅指输入电阻。一般产品也仅仅给出输入电阻。采用双极型晶体管做输入级的运放的输入电阻不大于 10 兆欧；场效应管 做输入级的运放的输入电阻一般大于 109 欧。

共模输入阻抗：

共模输入阻抗定义为，运放工作在输入信号时（即运放两输入端输入同一个信号），共模输入电压的变化量与对应的输入电流变化量之比。在低频情况下，它表现为共模电阻。通常，运放的共模输入阻抗比差模输入阻抗高很多，典型值在 108 欧以上。

输出阻抗：

输出阻抗定义为，运放工作在线性区时，在运放的输出端加信号电压，这个电压变化量与对应的电流变化量的比值。在低频时仅指运放的输出电阻。这个参数在开环测试。

 输入偏置电流和输入失调电流图解

只摘取了部分，完整版见出处：

z00143104的专栏_硬件十万个为什么_CSDN博客-华为研发模式系列,硬件开发领域博主

         理想运放是没有输入偏置电流Ib和输入失调电流Ios .的。但每一颗实际运放都会有输入偏置电流Ib和输入失调电流Ios .

         输入偏置电流Ib是由于运放两个输入极都有漏电流（我们暂且称之为漏电流）的存在。我们可以理解为，理想运放的各个输入端都串联进了一个电流源，这两个电流源的电流值一般为不相同。也就是说，实际的运入，会有电流流入或流出运放的输入端的（与理想运放的虚断不太一样）。那么输入偏置电流就定义这两个电流的平均值，这个很好理解。输入失调电流呢，就定义为两个电流的差。

         说完定义，下面我们要深究一下这个电流的来源。那我们就要看一下运入的输入级了，运放的输入级一般采用差分输入（电压反馈运放）。采用的管子，要么是三级管bipolar，要么是场效应管FET。如下图所示，对于bipolar,要使其工作在线性区，就要给基极提供偏置电压，或者说要有比较大的基极电流，也就是常说的，三极管是电流控制器件。那么其偏置 电流就来源于输入级的三极管的基极电流，由于工艺上很难做到两个管子的完全匹配，所以这两个管子Q1和Q2的基极电流总是有这么点差别，也就是输入的失调电流。Bipolar输入的运放这两个值还是很可观的，也就是说是比较大的，进行电路设计时，不得不考虑的。而对于FET输入的运放，由于其是电压控制电流器件，可以说它的栅极电流是很小很小的，一般会在fA级，但不幸的是，它的每个输入引脚都有一对ESD保护二极管。这两个二极管都是有漏电流的，这个漏电流一般会比FET的栅极电流大的多，这也成为了FET输入运放的偏置电流的来源。当然，这两对ESD保护二极管也不可能完全一致，因此也就有了不同的漏电流，漏电流之差也就构成了输入失调电流的主要成份。

 

 （自己加一点注释：三极管内各电流之间有确定的分配关系，即IC=βIB和IE=IC+IB。就是说，IC的大小主要由IB决定的，IB的大小变化决定了IC按比例增减，所以三极管是电流控制器件。我们利用三极管的电流控制作用来实现对信号幅值的放大和能量的转换，必须使其工作在输出特性的放大区，即发射结正向偏置，集电结反向偏置。）

下面列表中上表是bipolar的LM741的输入偏置电流和输入失调电流，这个电流流到外面电阻，即使是K欧级的，也会产生几十uV的失调电压，再经放大，很容易就会使输出的电压误差到mV级。下表则是CMOSFET的OPA369的输入偏置电流和输入失调电流，这两个值要小的多了，比较好的COMS运放输入偏置电流和输入失调电流的典型值可以做到小于1pA的目标。

         这里还要强调的是，ESD的反向漏电流是与其反相电压有关的。因此当Vin=(Vcc-Vss)/2 时，加在两个ESD保护二极管的电压相当，他们的反向电流可以认为是近似相等的，此时理想情况是无电流流入或流出的，实际情况是电流达到最小值。因此这时有最小的偏置电流，当运放输入端电压Vin不等于(Vcc-Vss)/2，势必造成一个二极管的反向电压高，另一个低，此时两个二极管的反向漏电流就不等了，这个差电流就会构成了输入偏置电流的主要成份。这个现场称为领节效应。因此要使FET输入偏置电流最小，就要把共模电压设置在(Vcc-Vss)/2处。

         上面分析了定义和来源。下面就要说说这两个参数对电路的影响了，输入偏置电流会流过外面的电阻网络，从而转化成运放的失调电压，再经运放话后就到了运入的输出端，造成了运放的输入误差。这也就说明了，在反向放大电路中，为什么要在运放的同相输入端连一个电阻再接地的原因。并且这个电阻要等于反向输入端的电阻和反馈电阻并联后的值。这就是为了使两个输入端偏置电流流过电阻时，形成的电压值相等，从而使它们引入的失调电压为0。这样说，太抽象了，还是看下面一组图容易理解一些。

 

         再有一点，对于微小电流检测的电路，一般为跨阻放大电路，如光电二极管的探测电路，一般有用光信号都比较微弱转化的光电源信号更微弱，常常为nA级甚于pA级。这个电路的本意是想让光电流向反馈电阻流动从而在放大电路输出端产生出电压。如果选用的运放的输入偏置电流过大，刚这个微弱的光电流会有一部分流入到运放的输入端，而达不到预设的I/V线性转化。

     许多运放的输入失调电流会随着温度的变化而变化，如果设计的系统是在很宽的温度范围内工作，这一因素不得不考虑。

运放十坑

（以下内容是摘取的部分，完整见出处）

轨到轨运放不是完全的可以使输出到达电源值，要使用的时候，还需要看负载和温度（影响导通电阻阻值）的关系来决定输出能达到多大电压。

2.运放十坑之不可忽略的输入偏置电流

       运放正向输入端和反向输入端由于TVS漏电流和管子输入偏置电流，导致了两个输入端存在输入偏置电流（而且由于没有任何一个器件和另外一个器件一模一样，这两者输入偏置电流还不尽相同）；这两个偏置电流会与外部电阻一起形成偏置电压后，输出到后端，形成误差。如果你不巧选择了一个基于BJT设计的运放，它具有较大的输入偏置电流，就会造成很大的后级误差。下面假设，两个输入端的输入偏置电流相同。

正反相输入偏置电流不尽相同，补偿只能减小失调电压，而正反相输入偏置电流差也称为失调电流。在进行高精度或小信号采样时，可以选用低失调电流运放，因为加入补偿电阻，也代入了一个新的噪声源，要慎重加入。

偏置电流是运放的主要误差之一，在之后的坑中，还会介绍一些影响后级的误差源。

3.运放十坑之快速下降的PSRR

       这个指标是指电源电压的直流变化，而不包括电源电压交流的变化（如纹波），在交流情况下，这个指标会发生非常大的恶化。Spec.里面提到的只是直流变化，交流变化在后面图示里面，一般情况下，非资深工程师对待图示都是滑滑地翻过去。

如果运放电路使用了开关电源，又没有把去耦、滤波做得很好的话，后级输入精度会受到极大的影响。

对于500kHz开关频率的纹波，PSRR+恶化到只有50dB，假设纹波大小为100mV，那么对于后级的影响恶化会达到0.3mV。对于很多小信号采集的应用来说，这个误差是不可接受的。因此，有些应用场景甚至会在运放电源入口做一个低通滤波（请注意电阻功耗和电阻热噪声）。

PSRR+ PSRR-介绍：一般地，PSRR 有 3个具体参数：+PSRR，-PSRR，+/-PSRR。表示从某个电源端或两个电源端分别或同时异向低频变化，在运放差分输入端引入的传输或影响量值。

4.运放十坑之乱加的补偿电容

以前有个“老工程师”对我说，反馈电路加个电容，电路就不会震荡。一看到“震荡”这么高大上的词语，我当场就懵逼了，以后所有的电路都并一个小电容，这样才professional。

直到一天，我要放大一个100kHz（运气很好，频率还没有太高，不然电压反馈运放都没法玩）的信号，也是按照经验并上一个电容，然后。。。信号再也没有正常。。。因为，并上了这个电容反馈阻抗对于100kHz的信号变成了只有不到200Ω，导致放大系数变化。

然，这还不是关键，问题在于：真的需要一个补偿电容吗？

首先，运放内部存在一个极点（把它想成就是RC低通造成的），它会造成相位的改变，最大到-90°：

如果再增加一个极点呢，它又会再次对相位进行改变，最大还可以增加到90°：

这样相位就到了-180°，这有什么问题呢？那就是“震荡”。

当某些频率点上的环路增益Aβ等于1，而相位为-180°的时候，这时，Vout/Vin会变成无穷大，电路就不稳定了。因此，当外部增加一个零点时，运放就会在某些频率点进入震荡。

这时，我们并上一个电容，相当于人为引入一个零点，把拉下去的相位，拉上来，但是，这个分布电容一般很小，使得它环路增益Aβ等于1的位置非常远，在这么远的频点上，运放早就不能正常工作了。而看手册这个运放自身在100k的时候，相位余量相当的高，超过了90°，完全不需要增加额外的补偿电容。

因此，对于具体情况，要具体分析，不能被“老工程师”带着跑了。

5.运放十坑之被冤枉的共模输入范围

       以前遇到过一个问题，前级运放放大后，再由运放跟随进ADC，进ADC的信号是0.3V-1.5V。感觉是个很简单的电路，但是后面实测这颗工作电压为单电源5V的运放，有部分板卡在输出1.5V左右的时候，它的输出值并没有完全跟随到输入值，而低于比1.5V的信号，跟随都没问题，但是一旦接近就不对。当然，这个问题就上了硬件组的会议，最后讨论的结果是：“这个运放有问题，我们要找厂商嚎盘，但是我们是xx企业，别个又不得理我们，这样吧，我们换一个其它公司的运放”。不幸的是，我们冤枉了一颗运放，并且没有找到问题原因，幸运的是，在没有完全弄清原理的前提下，我们碰巧选到了一颗可以正常工作的运放。

运放共模输入范围是运放输入电压的一个区间，它表征的是运放能够线性工作的区间，即输入电压共模值在这个区间内，当输入电压发生变化时，输出电压能够线性的发生变化。

对于跟随电路，由于存在负反馈，基本上可认为正相输入端电压和负相输入端电压是同一个值，而这颗运放在5V供电时，它的共模输入范围是-0.1V至1.5V。因此，当输入电压在1.5V左右的时候，运放就存在不能正常线性跟随的情况。

为什么不能跟随呢？来看一个三极管放大电路，它也是运放的组成部分之一，来进行举例说明。

当输入的Vb发生变化时，Ie就会随着Vb发生相应的变化，从而引起Vc的变化，这就是跟随。若Vb继续增大到，使得Vc=Vcc-Ie x Rc计算值为负数的时候，而实际上Ie x Rc并不能超过Vcc，这时放大电路达到饱和甚至电流反相，导致输出电压固定或削峰或反向等。

6.运放十坑之不可忽略的压摆率

做1pps驱动电路，要求上升沿≤5ns，FPGA输出的信号用运放跟随增强驱动后，发现上升沿达不到要求。为什么呢？因为没有考虑到一个重要的指标，压摆率。压摆率是指：输入为阶跃信号时，闭环放大器的输出电压时间变化率的平均值。即输入一个理想的阶跃信号，输出会是一个带斜率信号，这个信号的爬升速率就是压摆率。

看一下这个运放的压摆率：

根本达不到要求啊，5ns只能爬升20mV，所以，上升沿根本达不到设计需求。怎么办呢？后期飞线增加了一个脉冲增强电路。

脉冲增强电路C4和R4，相当于一个微分电路C4和RL（当C x RL远小于压摆率时间）加一个直流电阻R4，使得负载RL上的信号边沿变得更加陡峭。分析一下：

a.电容C4与RL形成分压电路，根据下图的计算公式，C4上电压的变化率等于RL上的电压值。

b.那么假设电容电压变化率在0-τ范围内是几乎不变化的，那么负载RL上面的电压也是几乎不变的，一旦电容开始充电（电压发生变化），负载RL的电压就上升到顶点。记为波形1，如下图。

c.然后在电容充电结束后开始下落，为了解决没有变化率就没有电压的问题，增加一个直流电阻R4维持波形，它是一个直通波形，也就是原始波形，记为波形2。

d.两个波形合在一起后，由于波形1，波形2的上升沿得到极大增强，从而使得合成波形上升沿得以改善。

7.运放十坑之被遗忘的反馈电阻 （？）

为了扩大外部驱动能力，一般会在最后一级增加一个跟随电路，选择电流反馈运放-CFA增加运放的输出带宽。好简单哦，可惜你就是调不出来。还是先看图吧。好简单哦，可惜你就是调不出来。还是先看图吧。

什么电源轨、共模输入范围、增益积带宽、带载能力、压摆率。。。我全都考虑了啊，还是不对呢？

因为，CFA和VFA（电压反馈运放）不一样，读书时学的运放，基本上老师都是拿VFA进行举例和讲解。下图是CFA运放的模型：

它与VFA区别是，输入端不再是两个都虚断，反相输入电阻ZB是个非常小的值，但又绝对不能认为是零；它的开环增益Gout不再是非常大，而是约等于1；它的跨阻Z可以认为是无穷大。

当没有反馈电阻ZF的时候，A约等于1，ZF趋近于0，Aβ趋近于无穷，增益趋近于0，和想要的跟随电路完全不一样，也就是网上常说的“CFA不加反馈电阻就没信号”。（没找到这句话，忘记是在哪里看到的了，只能看下CFA手册上对反馈电阻的介绍）

因此，要增加一个反馈电阻，电路就会正常工作了。

PS：上面推导计算有技巧，只能从Aβ进行计算推导，因为CFA的计算前提是反相输入电阻ZB是个非常小的值；它的跨阻Z可以认为是无穷大，所以，要在求极限是找到一个单一变量，如果按照最终表达进行求极限，一个函数，三个变量（ZF趋近于0，ZB趋近于0，Z趋近于无穷），没法玩，如下图。

8.运放十坑之失效的AD620

采集4-20mA电流，得到1V-5V电压差，放大2倍后进入后级ADC。为了防止电阻功耗过高，R128，R129，R130三个电阻采用了并联取值的方式，最终取到了250Ω这个值。

分析一下，正相输入端2V-10V，符合器件输入范围（VCC-1.4V），反相输入端1V-5V，我加了负电，那更是符合了；然后看放大倍数2倍，Vmax=10V，也符合器件输出范围（VCC-1.4V）；电源、放大倍数、去耦等等都没有问题。这是一个显得没有任何错误的原理图，但是实际上，它会在高输入电压值时发生错误。

看下仪放的内部原理，就明白了（这里选一个手上有的资料，非AD620的内部原理，其实仪放原理都差不多）