摘要

本文介绍了包络跟踪的用途(ET，envelope tracking)线性辅助混合电源转换器的应用(linear assisted hybrid converter)高带宽和高压摆率c1ass-AB设计放大器。在传输LTE信号时，ET改进便携式设备已成为一种常见的用途RF功率放大器(PA)的效率。在混合电源转换器中c1ass-AB放大器向PA提供AC电力，而DC电力则由DC-DC提供转换器。 c1ass-AB跟踪采用放大器设计LTE信号包络，带宽高达20 MHz，需要优化c1ass-AB为了提高系统的效率，设计了放大器。一种新型的高速电流检测模块，可以精确检测c1ass-AB放大器的输出电流。该放大器采用0.5 um的 CMOS实现工艺，采用3.6-5.0 V电源可驱动4~20 oHm范围内的电阻负载。 AB类放大器在4 oHm负载下实现80 MHz UGF(单位增益频率)消耗约33 mA静态电流。仿真结果显示跟踪20 MHz LTE信号，RMS误差优于-34 dB。

介绍

无线通信的最新进展导致了高数据速率便携式通信系统的引入和实现。长期演进(LTE)移动蜂窝手机电话中广泛使用的通信标准。通过复数(I/Q，I j*Q)调制方案，载波聚合和宽信道带宽实现高速数据传输 .LTE信号表示高峰均功率比(PAPR，peak-to-average power ratio)，导致功率放大器(PA)效率问题。提高PA效率的主要技术是在输出功率回退中运行PA，即在较低的电源电压下运行PA。然而，PA效率和线性之间存在折衷。因此，恒定DC电源不能用于为LTE PA供电。这导致了便携式通信系统的主要设计挑战，其中系统运行时间不能牺牲，数据传输速率仍然很高。相反，行业提出了一些技术，如消除和恢复包络(EER，envelope elimination and restoration)，平均功率跟踪(APT，average power tracking)和包络跟踪(ET，envelope tracking)技术，旨在提高PA同时保持发射机的线性。

图1(a)典型的描述RFPA，其电源Vcc可根据输入功率电平RFIN进行调节。 RF PA可调电源通过平均功率跟踪信号VAPT在单个时间帧上传输的上传输的平均电压RF输出信号功率成比例。 APT输出电压通常是高效的DC-DC产生转换器。虽然是固定的Vcc相比之下，离散Vcc有助于提高电平PA但相对于效率RFIN随着功率电平的快速变化，电源电压的非常缓慢的转换率严重限制了最大效率。

基于平均功率跟踪概念的演变方法是包络跟踪(ET)技术。如图1所示(b)所示，基于RFIN信号VENV包络信息不断调整PA供电电压。由VENV调制驱动自适应电源电压RFPA的Vcc。该方案允许通过包络信息密切跟踪输入信号的瞬时功率电平，从而提供效率的实质性改进。通常使用自适应电源块DC-DC实现转换器、低压差电压调节器和/或线性放大器。

图1：用于驱动RF功率放大器(a)平均功率跟踪和(b)包络跟踪电源选项

本文提出了一种AB线性放大器是一种新型的电流检测电路，功率的新型电流检测电路。由于其精确的电流检测模块，提出的线性放大器可以在包络跟踪应用中实现包络跟踪功能。

包络跟踪系统

检测包络跟踪系统RF输入信号的包络并调制RFPA电源电压。包络信号的带宽范围为1.4MHz至20MHz。电源调制器需要高效快速地跟踪这种高带宽LTE包络信号。

图2：线性辅助混合电源转换器用于包络跟踪系统的块级结构

图2显示了混合电源转换器的模块级架构c1ass-AB放大器辅助并联DC-DC降压转换器(Buck)。它们一起驱动RFPA，它被建模成电容器CPA并联电阻器RPA。 c1ass AB放大器跟踪包络信号AC部分调节输出电压。为跟踪包络信号的快速瞬态段，c1ass AB放大器应具有高带宽、高压摆率和良好的增益。 c1ass AB为了实现高带宽和压摆率，放大器消耗高静态电流。为实现高系统效率，降压转换器(Buck)以低开关频率工作，为负载提供平均功率。在实现中，c1ass-AB为了缩放包络信号，放大器配置为反相放大器：

降压转换器和c1ass-AB放大器可视为两个电压源的组合RFPA供电。 因此，每个源传输的负载电流取决于它们各自的输出阻抗。 由于输出节点有电感，降压转换器电源(Buck)输出电阻低于c1ass-AB放大器的输出电阻导致降压转换器电源中大部分低频负载电流(Buck)提供。 如前所述，降压转换器电源(Buck)以低开关频率工作以实现高效率c1ass-AB放大器具有高带宽和高压摆率，但会消耗更多的静态功率。所以，即使来自c1ass-AB少量放大器DC电流也会严重降低系统效率。

来自提高效率c1ass-AB放大器的直流负载电流应最小化为零，并将降压电源转换器提供的负载电流增加到最大值。 为了从c1ass-AB放大器获得零直流电流，AB感知类放大器的输出级电流(IFB)并反馈给降压转换器控制环路。 随着c1ass AB作为源sourcing提供或行动sinking随着吸收电流的增加，反馈电流将降压电源转换器设置为源sourcing提供或行动sinking吸收更高的电流，最终会c1ass-AB平均输出电流降至零。 这导致降压电源转换器(Buck)尽量提供最大可能的负载电流。 因此，对于降压电源转换器，快速准确的电流检测电路(Buck)控制是必要的，减少来自c1ass-AB放大器的峰值AC和平均电流。

III。有电流传感器CLASS-AB放大器

高带宽和高压摆率具有快速电流检测电路c1ass-AB如图3所示。

图3：电流检测电路和偏置电路的两级c1ass-AB放大器晶体管级示意图。

A. AB类放大器

由于c1ass-AB因此，放大器必须能够驱动电阻负载c1ass-AB输出级的两级架构。由于放大器驱动低电阻负载，二级增长率很低。放大器的开环增长率越高，闭环配置中输入输出信号之间的误差越小。为了获得更高的整体放大器增长率，一级放大器通常需要更高的增长率。

因此，与push-pull(推挽式)输出级串联高增益折叠共源共栅差分放大器形成两级增益良好c1ass AB放大器。传统的折叠共源共格栅放大器具有高增益和宽输出电压摆幅，限制了偏置电流的转换率。精心偏置后，推拉输出级使输出晶体管饱和，实现c1ass-AB操作。push-pull(推挽式)c1ass-AB浮动电流源通常被用作输出级的单独分支，它会消耗额外的功率。

为了避免功率损失，折叠级联放大器的修改版本被引入了一些设计，其固有的浮动电流源用于偏置推拉输出级别。

该c1ass-AB如图3所示，放大器适用于包络跟踪系统。由晶体管M 1 -M 12形成具有固有浮动电流源的折叠共射共基放大器。为实现轨道输出摆幅，放大器的输入摆幅低于输出摆幅.25倍。因此，PMOS输入差分对M1-M2可在输入包络信号的全范围内操作。所有晶体管都设计为长度最小、电流偏置高的带宽。折叠共源共栅放大器的输出侧由两个支路中的晶体管组成，包括两个浮动电流源M5 / M7和M6 / M用于偏置的形成push-pull输出级晶体管M13-M14，从而实现c1ass-AB操作。为了在输出端实现高压摆率，不同于传统的折叠共源共栅放大器，PMOS源和NMOS吸收电流源由各自的二极管连接的晶体管M 3和M 11动态控制。此外，浮动电流源在折叠共源共栅级的两个输出支路中设置偏置电流VFN和VFP偏置。这些偏置电压由晶体管制成M15-M18形成的偏置级，晶体管M15-M18表达式由下式给出：

其中VSG和VGS是偏置级中PMOS和NMOS二极管连接晶体管的栅极管 - 源极电压。在平衡条件下，折叠共源共栅级(folded-cascode stage)为了节点，两个输出支路也被高电流偏置VGP和VGN实现高转换率。

推拉输出级的设计使其能够RFPA提供高吸收(sinking)和源(sourcing)输出瞬态电流来调节电源电压。因此，这些晶体管的尺寸非常大。输入级偏置为高偏置电流，驱动输出晶体管的高栅极电容。浮动电流源也用于输出高电流偏置，以实现输出端的快速压摆率。

稳定两级AB类放大器在两个输出级晶体管的栅极和漏极之间引入Ccl-Rc1和Cc2-Rc对称米勒形成的零电阻(Miller)补偿，如图3所示。这种补偿有助于稳定AB类放大器适用于20 oHm到4 oHm宽负载。

以最小失真为准确跟踪20 MHz线性放大器应具有高单位增益频率(UGF，unity gain frequency)。在实现中，UGF>=4倍于VENV的频率。高带宽至关重要，从而实现高静态电流(IQ)利用率。

B.提出的电流检测电路

在ET在系统中，需要从AB类放大器到降压转换器的反馈，以最小化AB类放大器的平均输出电流。AB类放大器产生的反馈信号IFB用于调制降压转换器Buck提供的功率。由于降压转换器Buck跟踪能力受其低带宽的限制，因此必须准确检测AB类放大器的电流。

AB类放大器的push-pull输出级中的电流通过晶体管M19-M检测28形成的电流检测电路，图3所示。检测FETs M21和M26与PMOS和NMOS晶体管并联输出级用比例因子K来检测电流。为了准确地检测电流，感测FETs的VDS必须与主FETs相同。为实现这一点，AB类放大器Vcc的输出电平移位到VOH，并分别通过二极管连接的晶体管M19和PMOS M20向下移位到VOL。这些电平移位电压VOH和VOL分别通过M25和M22晶体管向后移位到NMOS和PMOS检测FETs的漏极，如图3所示。这有助于实现精确的电流检测。

这里介绍的电流检测电路在AB类输出电流和通过电流镜的相应检测电流之间提供固有的180°相移。由于电流检测电路由具有高静态电流的电流镜形成，因此检测速度很快。

V。仿真结果

所提出的带有电流检测电路的线性放大器采用0.5um的CMOS工艺设计。该电路采用5 V电源电压和33 mA静态电流工作。该放大器适用于4oHm至20oHm的各种电阻负载。下面给出了交流和瞬态仿真分析，它们表征了放大器的性能。

A. AC仿真分析

进行了用于分析线性放大器的小信号稳定性的AC仿真。驱动4oHm和20oHm电阻负载的开环配置放大器的模拟幅度和相位图如图4所示.DC增益为39 dB，单位增益频率约为80 MHz，相位裕度为60°在驱动4ohm负载时实现。同样，驱动20ohm的电阻负载，线性放大器的开环直流增益和单位增益频率分别增加到52 dB和134 MHz。

图4：AB类放大器在4 ohm和20 ohm负载下的小信号模拟结果，VBAT=5V；

B.瞬态分析

设计的线性AB类放大器的瞬态性能通过瞬态仿真进行评估。线性放大器配置为增益为1.25 V/V，以便根据输入共模要求缩放包络信息信号VENV。参见图5，第一个图包含两个波形，即输入包络信号和输出包络信号。为清楚起见，输入信号DC偏移0.5 V. Icc和Ifb也显示出设计的AB类放大器的输出电流和电流检测电路的输出；

图5：具有10MHz LTE包络信号的AB类放大器的瞬态响应仿真模拟。 观察AB类输出电流Icc并检测电流IFB.

C.静态电流与UGF(unity gain frequency)的关系

设计的线性AB类放大器对于宽带宽是稳定的。通过电路来增加通过的偏置电流可以增加该带宽。如图6所示，随着IQ增加，UGF增加。对于4oHm负载，放大器的UGF从大约80 MHz增加到了180 MHz。

图6：模拟的单位增益频率(UGF)与具有建议的电流检测电路的AB类放大器的电流消耗(lQ)之间的关系。

这种通过偏置电流增加线性放大器UGF的能力在ET应用中是有利的。例如，考虑到5MHz LTE包络信号，需要大约50MHz的UGF来跟踪信号。在这种情况下，可以通过降低偏置电流来降低线性放大器的功耗，从而实现所需的最小UGF。

讨论和结论

本文详细介绍了具有新颖电流检测电路的高压摆率(slew rate)，高带宽线性AB类放大器。所提出的电流检测电路提供输出电流信息，当在包络跟踪电源调制器中使用时，该信息是非常关键的。通过所提出的电流感测电路，利用放大器输出电流的缩放和反相版本来控制由降压转换器提供的电流。如通过仿真结果所示，所提出的用于AB类线性放大器的电流感测电路有助于实现快速包络跟踪电源调制器。

(完)