LTE系统各种指标概念（EVM,ACLR）

1、Rx Sensitivity(接收灵敏度)

接收灵敏度应该是最基本的概念之一，表示接收器可以在不超过一定误码率的情况下识别的最低信号强度。这里说误码率是沿用的CS在大多数情况下，时代的定义是一个通称，BER (bit error rate)或者PER (packet error rate)它将用于调查灵敏度LTE时代只是用吞吐量Throughput定义-因为LTE根本没有电路交换的语音信道，但这也是一个真正的进化，因为我们第一次不再使用它，比如12.2kbps RMC(参考测量信道，实际代表速率12.2kbps语音编码)这样的标准化替代品来衡量灵敏度，而是用用户能真正感受到的吞吐量来定义的。

2、SNR（信噪比）

当我们谈论灵敏度时，我们经常联系SNR（信噪比，我们通常谈论接收器的解调噪比），我们将解调噪比定义为解调器可以解调的信噪比门限，而不超过一定的误码率（人们经常在面试中给你问题，给你一串NF、Gain，再告诉你解调门限制你推灵敏度)。然后S和N分别何来？

S即信号Signal，或有用信号；N即噪声Noise，一般指没有有用信息的一切信号。有用信号一般是通信系统发射机发射出来，噪声的来源则是非常广泛的，最典型的就是那个着名的-174dBm/Hz——在自然噪声的底部，请记住，它是一个与通信系统类型无关的量，从某种意义上说是从热力学计算出来的（所以它与温度有关）；此外，应该注意的是，它实际上是一个噪声功率密度（因此dBm/Hz这个量纲)，我们接收带宽的信号会接受带宽的噪声——所以最终的噪声功率是通过噪声功率密度获得带宽积分。

3、TxPower(发射功率)

发射功率的重要性在于，发射机的信号只有在空间下降后才能到达接收机，发射功率越高，通信距离越远。

所以我们应该注意发射信号吗？SNR？例如，我们的发射信号SNR很差，然后到达接收机的信号SNR是不是也很差？

这涉及到刚才提到的概念，自然噪声的底部。我们假设空间的衰落对信号和噪声有相同的影响（事实上，信号可以通过编码抵抗衰落，但噪声不好），并且像衰减器一样工作，所以我们假设空间下降-200dB，发射信号带宽1Hz，功率50dBm，信噪比50dB，接收器收到信号SNR是多少？

接收机接收信号的功率为50-200=-150Bm（带宽1Hz），发射机噪声50-50=0dBm接收机通过空间衰落的功率为0-200=-200dBm（带宽1Hz）？此时，这部分噪声已经淹没-174dBm/Hz在自然噪声下，我们只需要考虑-1744dBm/Hz基本成分即可。 这在大多数情况下适用于通信系统。

4、ACLR/ACPR

我们把这些项目放在一起，因为它们实际上是发射机噪声的一部分，但这些噪声不在发射通道内，而是发射机泄漏到靠近通道的部分，统称为邻近通道泄漏。

其中ACLR和ACPR(其实是一件事，但一个是终端测试中的名称，一个是基站测试中的名称)，都是Adjacent Channel顾名思义，命名描述了机器对其他设备的干扰。而且它们有一个共同点，干扰信号的功率计算也以信道带宽计算。该测量方法表明，该指标的设计目的是考虑发射机泄漏的信号，以相同频率和带宽的方式将相同或相似系统设备接收机的干扰-干扰信号落入接收机带，形成接收机接收信号的同频干扰。

在LTE中，ACLR有两种测试设置，EUTRA和UTRA，前者是描述LTE系统对LTE考虑系统干扰，后者考虑LTE系统对UMTS系统干扰。所以我们可以看到EUTRAACLR测量带宽是LTE RB占用带宽，UTRA ACLR测量带宽是UMTS占用带宽的信号（FDD系统3.84MHz，TDD系统1.28MHz）。换句话说，ACLR/ACPR它描述了一种平等干扰：发射信号的泄漏干扰相同或类似的通信系统。

这个定义具有非常重要的实际意义。在实际网络中，相邻社区和附近社区经常发生信号泄漏，因此网络规则的过程实际上是容量最大化和干扰最小化的过程，系统本身的相邻泄漏是相邻社区的典型干扰信号；从系统的另一个方向来看，拥挤人群中的手机也可能成为相互干扰的来源。

同样，在通信系统的演变中，平滑过渡一直是目标，即在现有网络上升级到下一代网络。因此，需要考虑两代甚至三代系统之间的干扰，LTE引入UTRA即是考虑了LTE在与UMTS前代系统的射频干扰共存。

5、Modulation Spectrum/Switching Spectrum

而退回到GSM系统，Modulation Spectrum(调制谱)和Switching Spectrum(切换谱，又称开关谱，因进口产品翻译不同而起到类似的作用)。不同的是，它们的测量带宽不是GSM信号的占用带宽。从定义上看，可以认为调制谱是衡量同步系统之间的干扰，而切换谱是衡量非同步系统之间的干扰(事实上，如果信号不正确gating，切换谱必须淹没调制谱)。

这涉及到另一个概念：GSM在系统中，社区之间是不同步的，尽管它使用TDMA；相比之下，TD-SCDMA和之后的TD-LTE，社区同步(飞碟形状或球头)GPS天线永远是TDD系统无法摆脱束缚)。

由于社区间不同步，A社区上升/下降沿的功率泄漏可能落在B社区payload部分，所以我们用切换谱来衡量发射机在这种状态下对邻近通道的干扰；在整个577us的GSM timeslot毕竟，上升沿/下降沿的比例很小。大多数时候，两个相邻社区payload有些会在时间上重叠，在这种情况下，发射机对邻近信道的干扰可以参考调制谱。

6、SEM (Spectrum Emission Mask)

讲SEM首先要注意的是，它是一个带内指标spurious emission区分开来，后者广义上包含了SEM但重点是发射机工作频段以外的频谱泄漏，其引入更多EMC(电磁兼容)角度。

SEM在测量发射机带内的频谱泄漏时，提供频谱模板，看是否有超过模板限值的点。可以说它与ACLR有关系，但不同：ACLR考虑到泄漏到相邻信道的平均功率，以信道带宽为测量带宽，反映了相邻信道中发射机的噪声底部；SEM反映的是以较小的测量带宽（往往100kHz到1MHz）在相邻频段捕捉超标点，反映了基于噪声底部的杂散发射。

如果用频谱仪扫描SEM，可以看出，邻信道上的杂散点普遍高于ACLR所以，如果ACLR指标本身没有余量，SEM超标很容易。反之SEM超标并不一定意味着ACLR有一种常见的现象是不良LO杂散或某个时钟和LO调制重量(通常带宽很窄，类似点频)串入发射机链路，即使在这个时候ACLR很好，SEM也可能超标。

7、EVM(误差矢量)

首先，EVM它是一个矢量值，也就是说，它有一个范围和一个角度，它测量实际信号和理想信号的误差，这个量度可以有效地表达发射信号的质量——实际信号的点离理想信号越远，误差越大，EVM模值越大。

在（1）中，我们解释了为什么发射信号的信噪比不那么重要有两个原因:一是发射信号SNR它通常远远高于接收机解调所需的SNR；第二，在计算接收灵敏度时，我们参考接收器最糟糕的情况，即在大空间下降后，发射器噪声已经淹没在自然噪声下，有用信号也衰减到接收器的调节门限附近。

但在某些情况下，需要考虑发射机的固有信噪比，如近距离无线通信，典型的如802.11系列。

802.11系列演进到802.11ac已引入256QAM对于接收机而言，即使不考虑空间衰落，光是解调这样高阶的正交调制信号就已经需要很高的信噪比，EVM越差，SNR越差，解调难度越大。

做802.11系统工程师经常使用EVM来衡量Tx做3GPP系统工程师喜欢使用ACLR/ACPR/Spectrum来衡量Tx线性性能。

从起源上看，3GPP这是蜂窝通信的进化道路，从一开始就要关注邻信道和隔信道（adjacent channel, alternative channel）的干扰。换句话说，干扰是影响蜂窝通信速度的最大障碍，所以3GPP在进化过程中，总是以干扰最小化为目标:GSM时代的跳频，UMTS时代的扩频，LTE时代RB概念的引入就是这样。

而802.11系统是固定无线接入的演变，坚持TCP/IP以尽力服务为目标的协议精神，802.多用户共存往往是通过有时或频率跳跃来实现的，而网络布局更灵活（毕竟，主要是局域网），信道宽度也灵活可变。一般来说，它对干扰不敏感（或更高的容忍度）。

一般来说，蜂窝通信的起源是打电话，用户会去电信局砸场子；802.11的起源是局域网，网络不好的概率是先耐心等等(其实这个时候设备在纠错重传)。

这就决定了3GPP系列必然以ACLR/ACPR802.11系列可以牺牲速率来适应网络环境。

具体来说，以牺牲率适应网络环境是指802.在11系列中，同的调制阶数来处理传输条件：当接收器发现信号差时，立即通知对面的发射机降低调制阶数，反之亦然。前面提到的，802.11系统中SNR与EVM相关性很大，很大程度上，EVM减少可以提高SNR。这样，提高接收性能有两种方法：一是降低调制阶数，从而降低调制门限；二是降低发射机EVM，使得信号SNR提高。

因为EVM802与接收机的解调效果密切相关.11系统中以EVM测量发射机性能(类似，3GPP在定义的蜂窝系统中，ACPR/ACLR是影响网络性能的主要指标)；由于发射机对EVM的恶化主要因为非线性引起（譬如PA的AM-AM所以EVM通常用作衡量发射机线性能的标志。

7.1、EVM与ACPR/ACLR的关系

很难定义EVM与ACPR/ACLR从放大器的非线性角度来看，定量关系，EVM与ACPR/ACLR应正相关：放大器AM-AM、AM-PM失真会扩大EVM，同时也是ACPR/ACLR主要来源。

但是EVM与ACPRACLR并不总是正相关，我们这里可以找到一个很典型的例子：数字中频中常用的Clipping，即削峰。Clipping是削减发射信号的峰均比（PAR），峰值功率降低有助于降低通过PA之后的ACPR/ACLR；但是Clipping同时会损害EVM，因为无论是限幅（加窗）还是用滤波器方法，都会对信号波形产生损伤，因而增大EVM。 

7.2、PAR的源流 

PAR（信号峰均比）通常用CCDF这样一个统计函数来表示，其曲线表示的是信号的功率（幅度）值和其对应的出现概率。譬如某个信号的平均功率是10dBm，它出现超过15dBm功率的统计概率是0.01%，我们可以认为它的PAR是5dB。 

PAR是现代通信系统中发射机频谱再生（诸如ACLP/ACPR/Modulation Spectrum）的重要影响因素。峰值功率会将放大器推入非线性区从而产生失真，往往峰值功率越高、非线性越强。 

在GSM时代，因为GMSK调制的衡包络特性，所以PAR=0，我们在设计GSM功放的时候经常把它推到P1dB，以得到最大限度的效率。引入EDGE之后，8PSK调制不再是衡包络，因此我们往往将功放的平均输出功率推到P1dB以下3dB左右，因为8PSK信号的PAR是3.21dB。 

UMTS时代，无论WCDMA还是CDMA，峰均比都比EDGE大得多。原因是码分多址系统中信号的相关性：当多个码道的信号在时域上叠加时，可能出现相位相同的情况，此时功率就会呈现峰值。 

LTE的峰均比则是源自RB的突发性。OFDM调制是基于将多用户／多业务数据在时域上和频域上都分块的原理，这样就可能在某一“时间块”上出现大功率。LTE上行发射用SC-FDMA，先用DFT将时域信号扩展到频域上，等于“平滑”掉了时域上的突发性，从而降低了PAR。 

8、干扰指标汇总 

这里的“干扰指标”，指的是出了接收机静态灵敏度之外，各种施加干扰下的灵敏度测试。实际上研究这些测试项的由来是很有意思的。 

我们常见的干扰指标，包括Blocking，Desense，Channel Selectivity等。 

8.1、Blocking（阻塞） 

Blocking实际上是一种非常古老的RF指标，早在雷达发明之初就有。其原理是以大信号灌入接收机（通常最遭殃的是第一级LNA），使得放大器进入非线性区甚至饱和。此时一方面放大器的增益骤然变小，另一方面产生极强非线性，因而对有用信号的放大功能就无法正常工作了。 

另一种可能的Blocking其实是通过接收机的AGC来完成的：大信号进入接收机链路，接收机AGC因此产生动作降低增益以确保动态范围；但是同时进入接收机的有用信号电平很低，此时增益不足，进入到解调器的有用信号幅度不够。 

Blocking指标分为带内和带外，主要是因为射频前端一般会有频带滤波器，对于带外blocking会有抑制作用。但是无论带内还是带外，Blocking信号一般都是点频，不带调制。事实上完全不带调制的点频信号在现实世界里并不多见，工程上只是把它简化成点频，用以（近似）替代各种窄带干扰信号。 

对于解决Blocking，主要是RF出力，说白了就是把接收机IIP3提高，动态范围扩大。对于带外Blocking，滤波器的抑制度也是很重要的。 

8.2、AM Suppression 

AM Suppression是GSM系统特有的指标，从描述上看，干扰信号是与GSM信号相似的TDMA信号，与有用信号同步且有固定delay。 

这种场景是模拟GSM系统中邻近小区的信号，从干扰信号的频偏要求大于6MHz（GSM带宽200kHz）来看，这是很典型的邻近小区信号配置。所以我们可以认为AM Suppression是一个反映GSM系统实际工作中接收机对邻小区的干扰容忍度。 

8.2、Adjacent (Alternative) Channel Suppression (Selectivity) 

这里我们统称为“邻信道选择性”。在蜂窝系统中，我们组网除了要考虑同频小区，还要考虑邻频小区，其原因可以在我们之前讨论过的发射机指标ACLR/ACPR/Modulation Spectrum中可以找到：因为发射机的频谱再生会有很强的信号落到相邻频率中（一般来说频偏越远电平越低，所以邻信道一般是受影响最大的），而且这种频谱再生事实上是与发射信号有相关性的，即同制式的接收机很可能把这部分再生频谱误认为是有用信号而进行解调，所谓鹊巢鸠占。 

举个例子：如果两个相邻小区A和B恰好是邻频小区（一般会避免这样的组网方式，这里只是讨论一个极限场景），当一台注册到A小区的终端游走到两个校区交界处，但是两个小区的信号强度还没有到切换门限，因此终端依然保持A小区连接；B小区基站发射机的ACPR较高，因此终端的接收频带内有较高的B小区ACPR分量，与A小区的有用信号在频率上重叠；因为此时终端距离A小区基站较远，因此接收到的A小区有用信号强度也很低，此时B小区ACPR分量进入到终端接收机时就可以对原有用信号造成同频干扰。 

如果我们注意看邻道选择性的频偏定义，会发现有Adjacent和Alternative的区别，对应ACLR/ACPR的第一邻道、第二邻道，可见通信协议中“发射机频谱泄漏（再生）”与“接收机邻道选择性”实际上是成对定义的。 

8.3、Co-Channel Suppression (Selectivity) 

这种描述的是绝对的同频干扰，一般是指两个同频小区之间的干扰模式。 

按照之前我们描述的组网原则，两个同频小区的距离应该尽量远，但是即便再远，也会有信号彼此泄漏，只是强度高低的区别。对于终端而言，两个校区的信号都可以认为是“正确的有用信号”（当然协议层上有一组接入规范来防范这种误接入），衡量终端的接收机能否避免“西风压倒东风”，就看它的同频选择性。 

8.4 总结 

Blocking是“大信号干扰小信号”，RF尚有周旋余地；而以上的AM Suppression, Adjacent (Co/Alternative) Channel Suppression (Selectivity)这些指标，是“小信号干扰大信号”，纯RF的工作意义不大，还是靠物理层算法为主。 

Single-tone Desense是CDMA系统独有的指标，它有个特点：作为干扰信号的single-tone是带内信号，而且距离有用信号很近。这样就有可能产生两种信号落到接收频域内：第一种是由于LO的近端相噪，LO与有用信号混频形成的基带信号、和LO相噪与干扰信号混频形成的信号，都会落到接收机基带滤波器的范围之内，前者是有用的信号而后者是干扰；第二种是由于接收机系统中的非线性，有用信号（有一定带宽，譬如1.2288MHz的CDMA信号）可能与干扰信号在非线性器件上产生交调，而交调产物有可能同样落在接收频域之内成为干扰。 

Single-tone desense的起源是北美在发起CDMA系统时，与原有的模拟通信系统AMPS采用了同一频段，两张网长期共存，作为后来者的CDMA系统必须考虑AMPS系统对自身的干扰。 

到这里我想起当年被称为“通则不动，动则不通”的小灵通，因为长期占用1900～1920MHz频率，所以天朝TD-SCDMA/TD-LTE B39的实施一直是在B39的低段1880～1900MHz，直到小灵通退网为止。 

教科书上对Blocking的解释比较简单：大信号进入接收机放大器使得放大器进入非线性区，实际增益变小（对有用信号的）。 

但是这样很难解释两种场景： 

场景一：前级LNA线性增益18dB，当大信号灌入使其达到P1dB的时候，增益是17dB；如果没有引入其他影响（默认LNA的NF等都没有发生变化），那么对整个系统的噪声系数影响其实非常有限，无非是后级NF在计入到总NF时分母变小了一点，对整个系统的灵敏度影响不大。 

场景二：前级LNA的IIP3很高因此没有受影响，受影响的是第二级gain block（干扰信号使其达到P1dB附近），在这种情况下整个系统NF的影响就更小了。 

我在这里抛砖引玉，提出一个观点：Blocking的影响可能分两部分，一部分是教科书上所讲的Gain受到压缩，另一部分实际上是放大器进入非线性区之后，有用信号在这个区域里发生了失真。这种失真可能包括两部分，一部分是纯粹的放大器非线性造成有用信号的频谱再生（谐波分量），另一部分是大信号调制小信号的Cross Modulation。（可以理解） 

由此我们还提出另一个设想：如果我们要简化Blocking测试（3GPP要求是扫频，非常费时间），也许可以选取某些频点，这些频点出现Blocking信号时对有用信号的失真影响最大。 

从直观上看，这些频点可能有：f0/N和f0*N（f0是有用信号频率，N是自然数）。前者是因为大信号在非线性区自身产生的N次谐波分量正好叠加在有用信号频率f0上形成直接干扰，后者是叠加在有用信号f0的N次谐波上进而影响到输出信号f0的时域波形——解释一下：根据帕塞瓦尔定律，时域信号的波形实际上是频域基频信号与各次谐波的总和，当频域上N次谐波的功率发生变化时，时域上对应的变化就是时域信号的包络变化（发生了失真）。 

9、动态范围，温度补偿与功率控制 

动态范围，温度补偿和功率控制很多情况下是“看不到”的指标，只有在进行某些极限测试的时候才会表现出它们的影响，但是本身它们却体现着RF设计中最精巧的部分。 

9.1、发射机动态范围 

发射机动态范围表征的是发射机“不损害其他发射指标前提下”的最大发射功率和最小发射功率。 

“不损害其他发射指标”显得很宽泛，如果看主要影响，可以理解为：最大发射功率下不损害发射机线性度，最小发射功率下保持输出信号信噪比。 

最大发射功率下，发射机输出往往逼近各级有源器件（尤其末级放大器）的非线性区，由此经常发生的非线性表现有频谱泄漏和再生（ACLR/ACPR/SEM），调制误差（PhaseError/EVM）。此时最遭殃的基本上都是发射机线性度，这一部分应该比较好理解。 

最小发射功率下，发射机输出的有用信号则是逼近发射机噪声底，甚至有被“淹没”在发射机噪声中的危险。此时需要保障的是输出信号的信噪比（SNR），换句话说就是在最小发射功率下的发射机噪声底越低越好。 

在实验室曾经发生过一件事情：有工程师在测试ACLR的时候，发现功率降低ACLR反而更差（正常理解是ACLR应该随着输出功率降低而改善），当时第一反应是仪表出问题了，但是换一台仪表测试结果依然如此。我们给出的指导意见是测试低输出功率下的EVM，发现EVM性能很差；我们判断可能是RF链路入口处的噪声底就很高，对应的SNR显然很差，ACLR的主要成分已经不是放大器的频谱再生、而是通过放大器链路被放大的基带噪声。 

9.2、接收机动态范围 

接收机动态范围其实与之前我们讲过的两个指标有关，第一个是参考灵敏度，第二个是接收机IIP3（在讲干扰指标的时候多次提到）。 

参考灵敏度实际上表征的就是接收机能够识别的最小信号强度，这里不再赘述。我们主要谈一下接收机的最大接收电平。

最大接收电平是指接收机在不发生失真情况下能够接收的最大信号。这种失真可能发生在接收机的任何一级，从前级LNA到接收机ADC。对于前级LNA，我们唯一可做的就是尽量提高IIP3，使其可以承受更高的输入功率；对于后面逐级器件，接收机则采用了AGC（自动增益控制）来确保有用信号落在器件的输入动态范围之内。简单的说就是有一个负反馈环路：检测接收信号强度（过低／过高）－调整放大器增益（调高／调低）－放大器输出信号确保落在下一级器件的输入动态范围之内。 

这里我们讲一个例外：多数手机接收机的前级LNA本身就带有AGC功能，如果你仔细研究它们的datasheet，会发现前级LNA会提供几个可变增益段，每个增益段有其对应的噪声系数，一般来讲增益越高、噪声系数越低。这是一种简化的设计，其设计思想在于：接收机RF链路的目标是将输入到接收机ADC的有用信号保持在动态范围之内，且保持SNR高于解调门限（并不苛求SNR越高越好，而是“够用就行”，这是一种很聪明的做法）。因此当输入信号很大时，前级LNA降低增益、损失NF、同时提高IIP3；当输入信号小时，前级LNA提高增益、减小NF、同时降低IIP3。 

9.3、温度补偿 

一般来讲，我们只在发射机作温度补偿。 

当然，接收机性能也是受到温度影响的：高温下接收机链路增益降低，NF增高；低温下接收机链路增益提高，NF降低。但是由于接收机的小信号特性，无论增益还是NF的影响都在系统冗余范围之内。 

对于发射机温度补偿，也可以细分为两部分：一部分是对发射信号功率准确度的补偿，另一部分是对发射机增益随温度变化进行补偿。 

现代通信系统发射机一般都进行闭环功控（除了略为“古老”的GSM系统和Bluetooth系统），因此经过生产程序校准的发射机，其功率准确度事实上取决于功控环路的准确度。一般来讲功控环路是小信号环路，且温度稳定性很高，所以对其进行温度补偿的需求并不高，除非功控环路上有温度敏感器件（譬如放大器）。 

对发射机增益进行温度补偿则更加常见。这种温度补偿常见的有两种目的：一种是“看得见的”，通常对没有闭环功控的系统（如前述GSM和Bluetooth），这类系统通常对输出功率精确度要求不高，所以系统可以应用温度补偿曲线（函数）来使RF链路增益保持在一个区间之内，这样当基带IQ功率固定而温度发生变化时，系统输出的RF功率也能保持在一定范围之内；另一种是“看不见的”，通常是在有闭环功控的系统中，虽然天线口的RF输出功率是由闭环功控精确控制的，但是我们需要保持DAC输出信号在一定范围内（最常见的例子是基站发射系统数字预失真（DPD）的需要），那么我们就需要将整个RF链路的增益比较精确的控制在某个值左右——温补的目的就在于此。 

发射机温补的手段一般有可变衰减器或者可变放大器：早期精度稍低以及低成本精度要求较低的情况下，温补衰减器比较常见；对精度要求更高的情形下，解决方案一般是：温度传感器＋数控衰减器／放大器＋生产校准。 

9.4 发射机功率控制 

讲完动态范围和温度补偿，我们来讲一个相关的、而且非常重要的概念：功率控制。 

发射机功控是大多数通信系统中必需的功能，在3GPP中常见的诸如ILPC、OLPC、CLPC，在RF设计中都是必需被测试、经常出问题、原因很复杂的。我们首先来讲发射机功控的意义。 

所有的发射机功控目的都包含两点：功耗控制和干扰抑制。 

我们首先说功耗控制：在移动通信中，鉴于两端距离变化以及干扰电平高低不同，对发射机而言，只需要保持“足够让对方接收机准确解调”的信号强度即可；过低则通信质量受损，过高则空耗功率毫无意义。对于手机这样以电池供电的终端更是如此，每一毫安电流都需锱铢必量。 

干扰抑制则是更加高级的需求。在CDMA类系统中，由于不同用户共享同一载频（而以正交用户码得以区分），因此在到达接收机的信号中，任何一个用户的信号对于其他用户而言，都是覆盖在同一频率上的干扰，若各个用户信号功率有高有高低，那么高功率用户就会淹没掉低功率用户的信号；因此CDMA系统采取功率控制的方式，对于到达接收机的不同用户的功率（我们称之为空中接口功率，简称空口功率），发出功控指令给每个终端，最终使得每个用户的空口功率一样。这种功控有两个特点：第一是功控精度非常高（干扰容限很低），第二是功控周期非常短（信道变化可能很快）。 

在LTE系统中，上行功控也有干扰抑制的作用。因为LTE上行是SC-FDMA，多用户也是共享载频，彼此间也互为干扰，所以空口功率一致同样也是必需的。 

GSM系统也是有功控的，GSM中我们用“功率等级”来表征功控步长，每个等级1dB，可见GSM功率控制是相对粗糙的。 

干扰受限系统 

这里提一个相关的概念：干扰受限系统。CDMA系统是一个典型的干扰受限系统。从理论上讲，如果每个用户码都完全正交、可以通过交织、解交织完全区分开来，那么实际上CDMA系统的容量可以是无限的，因为它完全可以在有限的频率资源上用一层层扩展的用户码区分无穷多的用户。但是实际上由于用户码不可能完全正交，因此在多用户信号解调时不可避免的引入噪声，用户越多噪声越高，直到噪声超过解调门限。 

换而言之，CDMA系统的容量受限于干扰（噪声）。 

GSM系统不是一个干扰受限系统，它是一个时域和频域受限的系统，它的容量受限于频率（200kHz一个载频）和时域资源（每个载频上可共享8个TDMA用户）。所以GSM系统的功控要求不高（步长较粗糙，周期较长）。 

9.5 发射机功率控制与发射机RF指标 

讲完发射机功控，我们进而讨论一下在RF设计中可能影响发射机功控的因素（相信很多同行都遇到过闭环功控测试不过的郁闷场景）。 

对于RF而言，如果功率检测（反馈）环路设计无误，那么我们对发射机闭环功控能做的事情并不多（绝大多数工作都是由物理层协议算法完成的），最主要的就是发射机带内平坦度。 

因为发射机校准事实上只会在有限的几个频点上进行，尤其在生产测试中，做的频点越少越好。但是实际工作场景中，发射机是完全可能在频段内任一载波工作的。在典型的生产校准中，我们会对发射机的高中低频点进行校准，意味着高中低频点的发射功率是准确的，所以闭环功控在进行过校准的频点上也是无误的。然而，如果发射机发射功率在整个频段内不平坦，某些频点的发射功率与校准频点偏差较大，因此以校准频点为参考的闭环功控在这些频点上也会发生较大误差乃至出错。