MOS偏置结构
时间：2022-10-12 08:30:01
MOS偏置结构
- 电阻分压结构
- R MOS Diode结构
- Δ V R \frac{\Delta V}{R} RΔV结构
- 半边电流镜
- 三极管偏置
- 多路电流镜
电阻分压结构
{ 静 态 功 耗 大 对 电 源 波 动 敏 感 \begin{cases}静态功耗大\\对电源波动敏感\end{cases} { 静态功耗大对电源波动敏感
R MOS Diode结构
直流：
V b = R o n R o n R × V C C V_{b}=\frac{R_{on}}{R_{on} R}\times V_{CC} Vb=
V C C ↑ ， I D S ↑ ， R o n ↓ ， V b V_{CC}\uparrow，I_{DS}\uparrow，R_{on}\downarrow，V_{b} VCC↑，IDS↑，Ron↓，Vb稳定
利用负反馈，使V_{b}更稳定，受电源电压波动影响小。
近似一个稳压源
交流情况下：
r<< R o n R_{on} Ron，交流电阻非常小，电源电压波动对交流信号的影响更小
I 1 = 1 / 2 k 1 Δ 2 ( 1 + λ 1 V D S 1 ) I_{1}=1/2k_{1}\Delta^{2}(1+\lambda_{1}V_{DS1}) I1=1/2k1Δ2(1+λ1VDS1)
I 2 = 1 / 2 k 2 Δ 2 ( 1 + λ 2 V D S 2 ) I_{2}=1/2k_{2}\Delta^{2}(1+\lambda_{2}V_{DS2}) I2=1/2k2Δ2(1+λ2VDS2)
I 1 I 2 ≈ ( W / L ) 1 ( W / L ) 2 \frac{I_{1}}{I_{2}}\approx\frac{(W/L)_{1}}{(W/L)_{2}} I2I1≈(W/L)2(W/L)1
线性电流镜的标志：VGS一致
Δ V R \frac{\Delta V}{R} RΔV结构
理想偏置需要有理想恒流源与理想恒压源正交，二者配合才可，但二者构成闭合回路无法构成理想恒流源
线性电流镜VGS一致，只需VGS不一致，则变为非线性电流镜。
一个线性电流镜，一个非线性电流镜，二者有交点则此电流源成立，且几乎不与Vcc相关
电路先是正反馈起振，电流大了之后，由于R的原因，负反馈效果变得明显，电流稳住。
如果R放在左边，一开始就负反馈，电路不起振，何谈电流
所以，我们可以得到如下电路：
PM1、PM2定义I1与I2的关系，但不决定I1与I2的大小
引入R决定I1与I2的大小
易得， R ↑ → ( I 1 ， I 2 ) ↓ R\uparrow\rightarrow\ (I_{1}，I_{2})\downarrow R↑→ (I1，I2)↓
假如I1：I2=1：1
I = V R R = V G S 1 − V G S 2 R I=\frac{V_{R}}{R}=\frac{V_{GS1}-V_{GS2}}{R} I=RVR=RVGS1−VGS2
饱和区： I = 1 / 2 k Δ 2 ， Δ = 2 I k ， V T H I=1/2k\Delta^{2}，\Delta=\sqrt{\frac{2I}{k}}，V_{TH} I=1/2kΔ2，Δ=k2I，VTH一致，则
V G S 1 − V G S 2 = Δ 1 − Δ 2 V_{GS1}-V_{GS2}=\Delta_{1}-\Delta_{2} VGS1−VGS2=Δ1−Δ2
I = 2 I k 1 − 2 I k 2 R I=\frac{\sqrt{\frac{2I}{k_{1}}}-\sqrt{\frac{2I}{k_{2}}}}{R} I=Rk12I−k22I
假设k2：k1=N>1
I = 2 I R ( 1 k 1 − 1 k 2 ) = 2 I R k 1 ( N − 1 N ) I=\frac{\sqrt{2I}}{R} (\frac{1}{\sqrt{k_{1}}}-\frac{1}{\sqrt{k_{2}}})=\frac{\sqrt{2I}}{R\sqrt{k_{1}}}(\frac{\sqrt{N}-1}{\sqrt{N}}) I=R2I(k11−k21)=Rk12I(NN−1)
I = 2 R k 1 ( N − 1 N ) \sqrt{I}=\frac{\sqrt{2}}{R\sqrt{k_{1}}}(\frac{\sqrt{N}-1}{\sqrt{N}}) I=Rk12(NN−1)
I = 2 ( N − 1 ) 2 R 2 k 1 N I=\frac{2(\sqrt{N}-1)^{2}}{R^{2}k_{1}N} I=R2k1N2(N−1)2
与Vcc无关，就很棒
还有另一种形式
此种电流镜较上个略差，因为NM2出现衬偏效应导致VTH不一致
1、N较小时，VGS差太小，NM1、NM2稍微的失配产生的小误差电压对VR影响大
2、N较大时， I = 1 / 2 k Δ 2 I=1/2k\Delta^{2} I=1/2kΔ2， k ↑ → Δ ↓ k\uparrow\rightarrow\ \Delta\downarrow k↑→ Δ↓，VGS过小时，MOS进入亚阈值区，不成平方率。
一 般 的 ， N 取 4 / 6 / 8 \color{red} {一般的，N取4/6/8} 一般的，N取4/6/8
恒流源串接恒压源，如果理想化，恒流源交流阻抗 ∞ \infty ∞，恒压源交流阻抗0，稳定。
如果做不到理想化，则尽量让恒流源阻抗尽量大，因为恒压源阻抗不易减小。
虚 短 ， 通 过 对 电 路 状 态 的 控 制 ， 使 两 电 位 相 同 \color{red} {虚短，通过对电路状态的控制，使两电位相同} 虚短，通过对电路状态的控制，使两电位相同
半边电流镜
一般的，半边电路至少一个恒流源一个恒压源，如图：
把恒流源阻抗做到 ∞ \infty ∞，就算恒压源有小阻抗， r r + ∞ = 0 \frac{r}{r+\infty } =0 r+∞r=0，如此，即可把电源的波动对电路的影响降到最低。
三极管偏置
I P N = I S O ⋅ exp V B E V T I_{PN}=I_{SO}\cdot \exp^{\frac{V_{BE}}{V_{T}}} IPN=ISO⋅expVTVBE
V B E = V T ⋅ ln I P N I S O V_{BE}=V_{T}\cdot \ln\frac{I_{PN}}{I_{SO}} VBE=VT⋅lnISOIPN
V B E 1 − V B E 2 R = V T ⋅ ln I P N 1 I P N 2 ⋅ I S O 2 I S O 1 R \frac{V_{BE1}-V_{BE2}}{R}=\frac{V_{T}\cdot \ln\frac{I_{PN1}}{I_{PN2}}\cdot \frac{I_{SO2}}{I_{SO1}}}{R} RVBE1−VBE2=RVT⋅lnIPN2IPN1⋅ISO1ISO2
若 I P N 1 = I P N 2 I_{PN1}=I_{PN2} IPN1=IPN2
V B E 1 − V B E 2 R = V T ⋅ ln I S O 2 I S O 1 R \frac{V_{BE1}-V_{BE2}}{R}=\frac{V_{T}\cdot \ln\frac{I_{SO2}}{I_{SO1}}}{R} RVBE1−VBE2=RVT⋅lnISO1ISO2
I S O ∝ I_{SO}\propto ISO∝ PN结的面积
令二者面积比为N
V B E 1 − V B E 2 R = V T ⋅ ln N R \frac{V_{BE1}-V_{BE2}}{R}=\frac{V_{T}\cdot \ln N}{R} RVBE1−VBE2=RVT⋅lnN
此电流较小
多路电流镜
I 2 I 1 = ( W / L ) 2 ⋅ ( 1 + λ 2 V D S 2 ) ( W / L ) 1 ⋅ ( 1 + λ 1 V G S 1 ) \frac{I_{2}}{I_{1}}=\frac{(W/L)_{2}\cdot (1+\lambda_{2}V_{DS2})}{(W/L)_{1}\cdot (1+\lambda_{1}V_{GS1})} I1I2=(W/L)1⋅(1+λ1VGS1)(W/L)2⋅(1+λ2VDS2)
且要时刻保持 V D S 2 、 V D S 3 > Δ V_{DS2}、V_{DS3} > \Delta VDS2、VDS3>Δ，否则MOS进入线性区，电流就不成比例了。
1 λ = V A = V A 0 ⋅ L \frac{1}{\lambda}=V_{A}=V_{A0}\cdot L λ1=VA=VA0⋅L，当二者L保持一致，则 λ \lambda λ一致，如果VDS2=VDS1=VGS1，则 I 1 I 2 = ( W / L ) 2 ( W / L ) 1 \frac{I_{1}}{I_{2}}=\frac{(W/L)_{2}}{(W/L)_{1}} I2I1=(W/L)1(W/L)2
如果VDS2做不成一致，那么就把 λ \lambda λ做成0
VDS相等：匹配。 λ \lambda λ=0：能力强
