功率因素校正（PFC）技术！

校正功率因素（PFC）技术！

电子工程专辑 5月20日
什么是功率因数补偿，什么是功率因数校正:

功率因数补偿：20世纪50年代，提出了电源效率低的改进方法（由于感应负载电流滞后，由于电压和电流相位不同，电源线效率下降，这就要求在感性电器上并联一个电容器，以调整其电压和电流相位特性，如当时要求的40W日光必须并联4.75μF电容器)。使用电容器连接到感性负载，利用其电容器上电流超前电压的特性来补偿电感上电流滞后电压的特性，使总特性接近电阻，从而提高效率低下的方法称为功率因数补偿(交流电的功率因数可以利用电源电压和负载电流的相位角cosφ表示)。

图1

电压和电流在感性负载下的波形

自20世纪80年代以来，大量的电器使用高效的开关电源，因为开关电源在整流后使用大容量的滤波电容器，使电器的负载特性呈现容量，导致交流220V电器供电时，由于滤波电容的充放电，两端直流电压出现锯齿波纹波。滤波电容上电压的最小值远非零，与最大值(纹波峰值)相差不大。根据整流二极管的单向导电性，只有在AC当线路电压瞬时值高于滤波器电容器上的电压时，整流二极管会由正偏置引导，当AC当输入电压瞬时值低于滤波器电容器上的电压时，由于反向偏置，整流二极管截止。也就是说，在AC在线路电压的每个半周期内，只有在峰值附近，二极管才会导通。虽然AC输入电压仍保持正弦波形，但AC如图2所示，输入电流为高峰脉冲。这种严重失真的电流波形含有大量的谐波成分，导致线路功率因数严重下降。

在半个周期内（1800），整流二极管的导角大大小于1800甚至只有300-700。由于保证负载功率的要求，在极窄的导角期间会产生较大的导流电流，使供电电路中的供电电流处于脉冲状态降低了供电效率，而且在供电线路容量不足的情况下，或当电路负载较大时，会产生严重的交流电压波形畸变（图3），并产生多次谐波，干扰其他电气设备的正常运行（即电磁干扰）-EMI和电磁兼容-EMC问题)。

图2

由于电气设备从过去的感知负载（早期电视、收音机等电源使用电源变压器的感知设备）到整流和滤波电容器的容性负载，其功率因素补偿的意义不仅是电源电压和电流不同相位的问题，更严重的是解决电源电流强脉冲状态引起的电磁干扰(EMI)和电磁兼容(EMC)问题。

这是上世纪末发展起来的一项新技术(背景是开关电源的快速发展和广泛应用)。其主要目的是解决因容性负载引起的电流波形严重畸变引起的电磁干扰(EMl)和电磁兼容(EMC)问题。所以现代的PFC该技术与以往的功率因数补偿技术完全不同。它是针对非正弦电流波形畸变，迫使交流线路电流跟踪电压波形的瞬时变化轨迹，保持电流和电压相同，使系统呈现纯电阻技术（线路电流波形校正技术）PFC(功率因数校正)。

所以现代的PFC该技术完成了电流波形校正，解决了电压和电流的同相问题。

图3

由于上述原因，用电功率大于85W以上(有的数据显示超过755W)容性负载电器必须增加校正电路，以校正其负载特性，使其负载特性接近电阻（电压和电流波形相同，波形相似）。这是现代功率因数校正(PFC)电路。

容性负载的危害

下图4为无滤波电容的半波整流电路，图5为大容量滤波电容的半波整流电路。根据这两个电路，我们分析了两个电路中电流的波形。

图4

图4A中D是整流管，R是负载。图4B当电路接入交流电时，电路中的电压和电流波形图

在(00～1800)t0~t3时间：t0时电压为零，电流为零t1时电压达到最大值，电流达到最大值t时间电压为零，电流为零。(二极管导通1800)

在(1800～3600)t3~t4:时间:二极管反偏无电压和电流。(二极管截止日期)

在(3600～5400)t4～t6时间：t4时电压为零，电流为零t5时电压达到最大值，电流达到最大值t6时间电压为零电流为零。(二极管导通1800)

结论：在无滤波电容的整流电路中，供电电路的电压和电流相同，二极管导角为1800。对于供电线路，该电路具有纯电阻载特性。

图5

图5A中D是整流管，R是负载，C是滤波电容器B当电路接入交流电时，电路中的电压和电流波形图。

在(00～1800)t0～t3时间：t1时电压为零，电流为零t1时电压达到最大值，电流达到最大值，因为此时负载R供电，电容C 进行充电，所以电流的幅度比较大。在t1.由于电容C充电，电容上的电压Uc由于电容上的电压不能突变，达到输入交流电的峰值t1_{t三期间，二极管右侧电压为Uc，左边的电压在t时间电压从峰值逐渐下降到零，t1}t三期间二极管反偏截止，电流为零。(增加滤波电容C后第一个交流电的正半周，二极管的导角为900 )

在(1800～3600)t3～t4时间:二极管反偏无电压和电流。(二极管截止日期)

在(3600～4100)t4～t时间：因为在t3_{t时间二极管反偏，C不充电，C上电压通过负载放电，电压逐渐下降(下降幅度取决于C的容量和R的电阻值。如果C的容量足够大，R的电阻值足够大，Uc慢慢下降t4}t虽然二极管左侧的电压在5期间逐渐上升，但由于二极管右侧的电压在5期间逐渐上升Uc放电缓慢右侧电压Uc还是大于左边，二极管还是反偏截止。

在(4100～5400)t5～t7时间：t5时间，二极管左侧电压上升到超过右侧电压。二极管导向负载供电，C充电。流过二极管的电流很大t由于6时间内二极管左侧电压逐渐下降，Uc充电到最大值，二极管在t6~t7时间进入反偏截止日期。

结论：在具有滤波电容的整流电路中，电源电路的电压和电流波形完全不同，电流波形在短时间内处于强脉冲状态，二级极管导角小于1800（根据负载R和滤波电容C的时间常数确定）。对于供电线路，由于在强电流脉冲的极短时间内会产生较大的压降（尤其是内阻较大的供电线路），供电线路的电压波形会发生变化，强脉冲的高谐波会对其他电器产生较强的干扰。

如何校正功率因素：

校正功率因素(PFC)
由于我们目前使用的电视采用了高效的开关电源，开关电源的内部电源输入部分无一例外地采用了二极管全波整流和滤波电路，如图6所示A，如图6所示B
A B图6

为了抑制电流波形的畸变，提高功率因数，现代功率较大(大于85W)必须使用具有开关电源(容性负载)的电器PFC措施，PFC有;有源PFC和无源PFC两种方式。

目前，一些制造商不使用由晶体管等有源设备组成的校正电路。一般由二极管、电阻、电容器、电感器等无源设备组成，对于国内电视制造商，在整流桥堆和滤波器电容器之间增加电感（适当选择电感），利用电感电流不能突变的特点，平滑电容器充电强脉冲波动，改善供电线路电流波形畸变，此外，电感电压超前电流的特性也补偿了滤波电容电流超前电压的特性，从而改善了功率因数、电磁兼容性和电磁干扰，如图7所示。

图7

虽然这个电路很简单，但它可以在早期阶段设计PFC在功能设备上，简单添加适当的电感(适当选择L和C有的值)，从而达到有的值PFC但这种简单、低成本的无源作用PFC输出纹波较大，滤波电容两端的直流电压也较低，电流畸变的校正及功率因数补偿的能力都很差，而且L的绕制及铁芯的质量控制不好，会严重干扰图像和伴音，只能是前期没有PFC临时措施使设备能够进入市场。

有源PFC电路的原理

有源PFC有很好的效果，基本上可以完全消除电流波形畸变，电压和电流相位可以控制一致，基本上可以完全解决功率因数、电磁兼容性、电磁干扰问题，但电路非常复杂，其基本思路是220V除去滤波电容器(以消除电容器充电引起的电流波形畸变和相位变化)，去除滤波电容后，脉动直流由斩波电路变为高频(约1000K)交流再经过整流滤波后，其直流电压再向常规的PWM开关稳压电源的供电过程是；AC→DC→AC→DC。

有源PFC在开关电源的整流电路和滤波电容器之间增加一个基本原理DC-DC斩波电路图8（附加开关电源），整流电路输出没有直接过滤电容，因此对供电线路呈现纯电阻负载，电压和电流波形相同，相位相同。斩波电路的工作也类似于开关电源。所以说有源PFC开关电源是双开关电源的开关电源电路，由斩波器(我们以后称之为:PFC开关电源)和稳压开关电源(我们以后称之为:PWM由开关电源组成。

图8

斩波器部分(PFC开关电源)

整流二极管整流后，不添加滤波电容器，以未经滤波的脉动正半周电压作为斩波器的供电源。由于斩波器的一系列开关工作脉动正电压被切割成图9的电流波形，其波形的特点是：

1.电流波形是间歇性的，线与电压波形相同，包络线与电压波形相位相同。
2.由于斩波的作用，半波脉动的直流电变成高频(由斩波频率决定，约100KHz)交流电，高频交流电需要再次整流PWM使用开关稳压电源。
3、从外部供电的角度来看，电力系统实现了相同的交流电压和交流电流，电压波形和电流波形符合正弦波形，不仅解决了功率因素补偿问题，而且解决了电磁兼容性(EMC)和电磁干扰(EMI)问题。

高频交流电通过整流二极管进行整流，并通过滤波转换为直流电压（电源）PWM开关电源供电。在某些数据中，直流电压称为：B PFC(TPW-4211就是这样)，在斩波器输出B PFC电压一般高于原220交流整流滤波器后的电压 300V，原因是电感线径小，线路压降小，滤波容量小，滤波效果好PWM开关管要求低等诸多优点。电压波形为黑色 红色虚线电流包络波形

图9

目前PFC开关电源部分起开关作用的斩波管(K)有两种作方式：

1、 连续导通模式(CCM)：开关管的工作频率一定，而导通的占空比(系数)随被斩波电压的幅度变化而变化,如图10，图中T1 和 T2 的位置是：T1在被斩波电压(半个周期)的低电压区，T2在被斩波电压高电压区，T1(时间)=T2(时间)从图中可以看到所有的开关周期时间都相等，这说明在被斩波电压的任何幅度时，斩波管的工作频率不变，从图10中可以看出;在高电压区和低电压区每个斩波周期内的占空比不同(T1和T2的时间相同，而上升脉冲的宽度不同)，被斩波电压为零时(无电压)，斩波频率仍然不变，所以称为连续导通模式(CCM)该种模式一般应用在250W～2000W的设备上。

图10

2、 不连续导通模式(DCM)：斩波开关管的工作频率随被斩波电压的大小变化(每一个开关周期内“开”“关”时间相等。如图11：T1和T2时间不同，也反映随着电压幅度的变化其斩波频率也相应变化。被斩波电压为“零”开关停止(振荡停止)，所以称为不连续导通模式(DCM)，即有输入电压斩波管工作，无输入电压斩波管不工作。他一般应用在250W以下的小功率设备上.

图11

(3)临界导通模式(CRM)或过渡模式(TCM)：
工作介于CCM和DCM之间，工作更接近DCM模式。在上一个导通周期结束后，下一个导通周期之前，电感电流将衰减为零，而且频率随着线路电压和负载的变化而变化。

优点：廉价芯片、便于设计，没有开关的导通损耗，升压二极管的选择并非决定性的;

缺点：由于频率变化，存在潜在的EMI问题，需要一个设计精确的输入滤波器。

作者：郝铭