空载时，电路的放大倍数为Av=-Rc/Re。
带上RL时（设RL=RC），由于电解电容对交流短路，RL与RC这是并联的。因此，电路的放大倍数变为5，减少到空载的一半。根据输出阻抗的定义，输出阻抗的大小是RC。
由于功耗等原因，RC一般最少在1kΩ因此，共射放大电路的输出阻抗出阻抗特性并不理想带动小电阻的重载)。

密勒效应

对于电容CBE低通滤波器的组成，不可避免，也不算太冤。
而由CBC由共射放大电路连接而形成的低通滤波器会加倍低通效应。
CBC另一端的交流电位实际上是-AvI，这样加载CBC两端的电压是(1 A)vI，可以看做CBC实际效果是(1 A）CBC，这就是密勒效应。（A=|vO/vI|）
(4)密勒效应使共射放大电路的带宽最窄，频率特性最差(高频信号不能放大)

电路的实际设计

以图1所示的电路为例，例如2VPP、1kHz负载1000正弦信号kΩ设计5倍放大电路

①选定VCC：
低功率；根据信号幅度来判断；余量越大，设计压力越小。

②设计RC与RE:

需根据负载电阻大小设定共射放大电路的输出阻抗RC。RC越小输出阻抗越小，带上负载后放大倍数越稳定。
但是RC越小放大电路的静态功耗越大，即不带负载时“白白”消耗掉的功率。
接着是根据放大倍数设定RE。

③设置偏置电压大小：

共射放大电路是反相放大，所以输入信号的直流偏移越高，输出信号越偏下方；输入信号偏移越低，输入信号越偏上方。
如无特殊要求，可将输出信号置于电源轨正中央位置（这样可以获得最大不失真增益）
根据vI=0V时（所谓静态），VC=多少，可以反推出输入信号的直流偏移VB。

④根据偏置电压设置分压电阻R1和R2

由15V分压出2.2V，分压电阻的配比是无穷无尽的，当然越大的电阻“无谓”功耗越低，输入阻抗更高。
如图3所示，由于分压电阻网络还存在一个支路， R2必须小到可以忽略支路电流才行。
按β值100倍计算，RE’（等效）应为200kΩ，R2取值20kΩ可以“远小于”RE’。
根据R2为20kΩ，可计算出R1为116kΩ。116kΩ电阻值在E24系列中没有，取最接近的R1为120kΩ。这样会带来一点直流误差，但是由于VCC余量很大，些许误差没有影响。
此外，当仅仅要求阻值精确时，可以用2个低精度阻值电阻串联凑高精度电阻的方法来应付，例如100kΩ+16kΩ=116kΩ。

⑤电解电容C1和C2的选择

前面说过，电解电容在模拟电路中的作用均可看成是一个“电池”。
为了达到这一效果，电容必须对信号频率的阻抗接近0。换句话说，电解电容用多大才够，和信号频率是有关的。
如图4所示，从滤波器的观点，电容C1和C2构成两个高通滤波器，只要保证两个高通滤波器截止频率低于信号频率的1/10就可以认为对信号阻抗为0，

利用旁路电容的共射放大电路RE

不改变直流，只是放大倍数
通过旁路部分RE的办法来增大放大倍数避免修改直流偏置电路

当我们把RE全部旁路掉，放大倍数将达到最大值。但不会无穷。即存在等效基极电阻rbe，且它的值不是定值，引入rbe以后，三极管应等效为如图5所示的模型，BE之间增加了一个基极体电阻rbe，该电阻与0.7V电池串联共同构成BE间的PN结。

rbe的效果相当于缩小β倍“折算”到RE的位置上。电路的放大倍数很大，就当成是β倍好了。
含（未被旁路）RE的共射放大电路为什么没有“大头失真”呢？考虑RE时，上式分母中RE的权重远大于rbe/β，所以rbe的变化几乎不会影响放大波形

选频放大电路
将RC由LC并联电路取代。低频信号被L短路，等效RC阻抗极低，无法被放大；高频信号被C短路，也无法放大；

输入信号选择1.05kHz的方波。选择方波的原因是其频谱含有高次谐波，频率丰富。LC槽路特征频率（3.16kHz）正好是方波信号（1.05kHz）的3倍频率。下图所示仿真波形可以看出放大输出的结果是方波的3倍频。如果调整LC参数，还可以仿真出放大5倍频、7倍频等。

高频滤波电路

1.实际中这个电路应用于消除高频干扰
2.VG和VG1叠加并抬升2V直流电平形成ui进入滤波放大电路。注意，根据叠加原理VG和VG1效果将减半，即ui=0.5×(VG+VG1)+2。
3.RC看做输出阻抗，C3上端交流接地，RC和C3就构成低通滤波器

高频增强电路

预加重放大电路

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2021-10-26 模电共射放大电路部分

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