开关电源设计：输入整流滤波器及钳位保护电路的设计

1 选择输入整流桥

1)整流桥的导通时间和选通特性

50Hz全波整流后，交流电压变成脉动直流电压u1.通过输入滤波电容获得直流高压U1。理想情况下，整流桥的导角应为180°(导通范围是从0°～180°)，但由于滤波器电容器C的作用，输入电流只能在接近交流峰值电压的短时间内通过整流桥充电。50Hz交流电的半周期为10ms，整流桥的导通时间tC≈3ms，其导角仅为54°(导通范围为36°～90°)。因此，整流桥实际通过窄脉冲电流。桥式整流滤波电路的原理如图1所示(a)如图所示，整流滤波电压和整流电流的波形分别如图所示l(b)和(c)所示。

最后总结几点:

(1)整流桥的上述特率的整流桥的上述特性可等效为30%左右。

(2)整流二极管的一次导通过程可视为选通脉冲Hz)。

(3)开关电源减少500kHz有时使用两个普通硅整流管（如1）N4007)和两个快速恢复二极管(如FR106)形成整流桥，FRl06反向恢复时间trr≈250ns。

2)整流桥参数选择

隔离开关电源一般采用由整流管组成的整流桥，也可直接选用成品整流桥，完成桥式整流。全波桥式整流器简称硅整流桥，是将四个硅整流管连接成桥形，然后用塑料包装而成的半导体装置。它具有体积小、使用方便、参数一致性好等优点，可广泛应用于开关电源的整流电路。硅整流桥有四个引出端，其中两个是交流输入端和直流输出端。

硅整流桥的最大整流电流平均值为0.5~40A最高反向工作电压为50~1000V其他规格。小功率硅整流桥可直接焊接在印刷板上，大中功率硅整流桥应用螺钉固定，并应安装合适的散热器。

反向峰值电压是整流桥的主要参数URM(V)，正向压降UF(V)，平均整流电流Id(A)，正峰浪涌电流IFSM(A)，最大反向泄漏电流IR(μA)。整流桥的反向击穿电压URR应满足以下要求：

例如，当交流输入电压范围为85~132时V时，umax=132V，由公式(1)计算UBR=233．3V，可选耐压400V成品整流桥。在宽范围内输入交流电压，umax=265V，同理求得UBR=468．4V，应选耐压600V成品整流桥。需要指出的是，如果整流桥由四个硅整流管组成，应进一步提高整流管的耐压值。辟如可选1N4007(1A／1000V)、1N5408(3A／1000V)型塑封整流管。这是因为这种管道价格低廉，按照宁高不低的原则，可以提高整流桥的安全性和可靠性。

输入有效值电流为IRMS，整流桥额定有效电流为IBR，应当使IBR≥2IRMS。计算IRMS公式如下：

式中，PO为开关电源输出功率，η为电源效率，umin为交流输入电压的最小值，cosφ允许开关电源的功率因数cosφ=0．5～0．7。由于整流桥实际通过的不是正弦波电流，而是窄脉冲电流(参见图1)，因此整流桥的平均整流电流Id

例如，设计一个7.5V／2A(15W)交流输入电压范围为85~265V，要求η=80％。将Po=15W、η=80％、umin=85V、cosψ=0.7代入(2)式得到，IRMS=0．32A，进而求出Id=0．65×IRMS=0．21A。实际选用lA／600V为了留出一定的余量，整流桥。

2 选择输入滤波器电容器

1)输入滤波电容器容量的选择

输入滤波电容器的容量，以减少整流滤波器的输出纹波CI必须选对。使各单位输出功率(W)所需输入滤波电容器容量(μF)比例系数为k，当交流电压u=85～265V时，应取k=(2～3)μF／W；当交流电压u=230V(1±15%时，应取k=1μF／W。输入滤波l，Po为开关电源输出功率。

输入滤波电容的容量是开关电源的重要参数。CI值得选择太低，会使UImin输入脉动电压大大降低，UR却升高。但CI过高的值会增加电容器的成本，增加电容器的成本UImin降低脉动电压的值和效果并不明显。以下是计算的介绍CI准确值的方法。

交流电压u的最小值为umin。u桥式整流和CI滤波，在u=umin输入电压波形如图2所示。该图是在Po=POM，f=50Hz、整流桥的导通时间tC=3ms、η=在80%的情况下绘制。从图中可以看出，直流高压的最小值UImin还叠加了一个幅度UR一次侧脉动电压，这是CI在充放电过程中形成。欲获得CI按下式计算准确值：

例如，在输入宽范围电压时，umin=85V。取UImin=90V，f=50Hz，tC=3ms，假定Po=30W，η=80%，一带入(3)式中求出CI=84．2μF，比例系数CI／PO=84．2μF／30W=2．8μF／W，这恰好在(2~3)μF／W在允许的范围内。

3 漏极钳位保护电路设计

对反激式开关电源而言，每当功率开关管(MOSFET)尖峰电压和感应电压将在开关电源的一次绕组上产生。尖峰电压是由高频变压器的漏感(即漏磁引起的自感)形成的，与直流高压相结合UI和感应电压UOR叠加在MOSFET漏极上容易损坏MOSFET。因此，必须增加漏极钳位保护电路，钳位或吸收尖峰电压。

1)漏极上各电压参数的电位分布

以下是输入直流电压最大值的分析UImax、绕组的感应电压UOR、钳位电压UB与UBM、最大漏极电压UDmax、泄漏源击穿电压U(BR)DS这六个电压参数的电位分布给读者一个定量的概念。对于TOPSwitch—XX一系列单片开关电源，其电源开关管的泄漏源击穿电压U(BR)DS≥700V，现取下限值700V。感应电压UOR=135V(典型值)。原本钳位二极管的钳位电压UB只需取135V，即可叠加UOR上部漏感引起的尖峰电压被吸收，但事实并非如此。手册中给出UB参数值仅表示常温和小电流下工作的值。实际上，钳位二极管(即瞬态电压抑制器)TVS)它还具有高温、大电流条件下的钳位电压系数UBM要远高于UB。实验表明，两者之间存在以下关系：

这表明UBM大约比UB高40%。为防止钳位二极管对一次侧感应电压UOR它还起到钳位和选择的作用TVS钳位电压按下式计算：

此外，还应考虑与钳位二极管串联的阻塞二极管VD的影响。VD一般采用快恢复或超快恢复二极管，其特征是反向恢复时间(trr)很短。但是VDl正向恢复时间仍然存在于从反向截止到正向导的过程中(tfr)，还需留出20V电压余量。

考虑上述因素后，计算TOPSwitch一 最大漏一源极电压的经验公式应为：

TOPSwitch—XX230系列单片开关电源V固定输入交流时，MOSFET漏极上各电压参数的电位分布如图3所示，占空比D≈26％。此时u=230V±35V，即umax=265V，UImax=umax≈375V，UOR=135V，UB=1．5 UOR≈200V，UBM=1．4UB=280V，UDmax=675V，最后再留出25V的电压余量，因此U(BR)DS=700V。实际上U(BR)DS当环境温度升高时，也具有正温度系数U(BR)DS上述设计还将增加芯片的耐压值。

2)漏极钳位保护电路的设计

漏极钳位保护电路主要有以下四种设计方案(见图4):

(1)使用瞬态电压抑制器TVS(P6KE200)和阻塞二极管(超陕恢复二极管)UF4005)组成的TVS、VD型钳位电路，如(a)图所示。图中的Np、NS和NB分别代表一次绕组、二次绕组和偏置绕组。然而，一些开关电源使用反馈绕组NF替换偏置绕组NB。

(2)由阻容吸收元件和阻塞二极管组成R、C、VD型钳位电路，如(b)图所示。

(3)阻容吸收元件，TVS由阻塞二极管组成R、C、TVS、VD型钳位电路，如(c)图所示。

(4)由稳压管制成(VDZ)、阻塞吸收元件和阻塞二极管(快速恢复二极管)FRD)构成的VDz、R、C、VD型钳位电路，如(d)图所示。

以上方案(c)保护效果最好，能充分发挥作用TVS响应速度快，能承受瞬态高能脉冲的优点，也增加了RC吸收回路。鉴于压敏电阻(VSR)标称击穿电压值(U1nA)离散性大，响应速度大TVS慢很多，一般不需要在开关电源中形成漏极钳位保护电路。

需要指出的是，快速恢复或超快恢复二极管一般可用于堵塞二极管。但有时会选择玻璃钝化整流管1，反向恢复时间长N4005GP，其目的是恢复泄漏能量，以提高电源效率。玻璃钝化整流管的反向恢复时间介于快速恢复二极管和普通硅整流管之间，但不得使用普通硅整流管1N4005来代替lN4005GP。

常用钳位二极管和堵塞二极管的选择见附表2。